CN214707538U - 一种开关电源及其反馈电压采样控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种开关电源及其反馈电压采样控制电路，该电路包括：计时电路、参考时间生成电路和采样信号生成电路；本实用新型利用参考时间生成电路根据上一总退磁时间、当前编码和上一编码，预估当前周期总的退磁时间，即当前参考退磁时间，从而利用采样信号生成电路在当前周期的当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时控制采样单元进行反馈电压的采样，实现了在提前于退磁结束预设提前时间的反馈电压动态采样，使开关电源保证采样时刻的副边电流基本一致，从而能够使采样时刻的输出二极管电压基本一致，得到高精度的采样电压和高精度的输出电压。

Description

一种开关电源及其反馈电压采样控制电路

技术领域

本实用新型涉及电力电子技术领域，特别涉及一种开关电源及其反馈电压采样控制电路。

背景技术

在一些开关电源系统中，系统输出电压是通过辅助绕组反馈到原边进行间接调整的，所以，对反馈电压的采样和保持功能就显得尤为重要了。以图1所示的原边反馈的反激式开关电源为例，变压器的副边绕组(L_S)通过输出二极管(D)连接到系统输出(Vout)，副边绕组电压等于系统输出电压加输出二极管电压，变压器的辅助绕组(L_A)以一定匝比反映副边绕组电压。辅助绕组电压经过电阻分压得到FB端电压(V_fb)，采样单元对FB端的反馈电压(V_fb)进行采样并保持，采样电压与参考电压Vref进行比较并将他们的差值经过放大单元的放大器(A₀)放大生成Vea信号(即负载条件信号)，Vea信号的大小反应负载条件的大小。Vea信号分别送入频率调节单元和原边峰值电流调整单元，频率调节模块根据Vea信号的大小控制原边可控开关(如功率管，Power MOS)的导通和关断，即调整开关频率；原边峰值电流调整单元根据Vea信号的大小调整原边峰值电流的大小，其中原边峰值电流的大小是通过调整原边电流感测电阻(Rcs)上的电压V_CS来实现的，V_CS峰值电压(V_{CS_PEAK}，即原边峰值电压)正比于原边峰值电流。

现有技术中，如图2和图3所示的提前于退磁结束固定时长的反馈电压采样技术，依赖于采样时钟的精度和频率，在某些负载条件下，选取的采样点会在相邻的采样时钟周期之间来回跳变，这不利于采样值的准确性；即使引入高频采样时钟，为了能至少存储td时间长度的采样值，则需要电路增加大量的采样保持电容，进而增加了芯片成本；并且由于工艺的限制，采样时钟的频率也不能太高，因为采样保持电路的其他电路部分会限制采样时间间隔进一步减小。因此，如何提供一种提前于退磁结束固定时长的动态采样，使开关电源保证采样时刻的副边电流基本一致，从而使采样时刻的输出二极管电压基本一致，得到高精度的采样电压和高精度的输出电压，是现今急需解决的问题。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种开关电源及其反馈电压采样控制电路，以利用原边峰值电压对应的编码，生成退磁开始时刻到采样时刻的时间，从而实现提前于退磁结束固定时长的反馈电压动态采样，得到高精度的采样电压和高精度的输出电压。

为解决上述技术问题，本实用新型提供一种开关电源的反馈电压采样控制电路，包括：

计时电路，用于测量开关电源的输出电压调整电路连接的辅助绕组在当前周期的当前退磁时间；

参考时间生成电路，用于根据上一总退磁时间以及从所述输出电压调整电路中获取的当前周期的当前原边峰值电压对应的当前编码和上一周期的上一原边峰值电压对应的上一编码，确定当前参考退磁时间；其中，当前原边峰值电压与上一原边峰值电压的比值和当前参考退磁时间与上一总退磁时间的比值相等；

采样信号生成电路，用于根据当前退磁时间、当前参考退磁时间和预设提前时间，控制所述输出电压调整电路中的采样单元在当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时进行采样。

可选的，所述计时电路，包括：第一控开关、第一电容和第二可控开关；

其中，所述第一可控开关的第一端与预设电流值的电流输入端连接，所述第一可控开关的第二端通过所述第一电容接地，用于在所述辅助绕组的退磁时间内导通，为所述第一电容充电；所述第二可控开关并联在所述第二可控开关的两端，用于在所述第一控开关导通前导通，将所述第一电容的电容电压拉到零电平。

可选的，所述参考时间生成电路，包括：

电压采样电路，用于采集上一总退磁时间对应的上一电容电压；其中，所述电压采样电路的输入端与所述计时电路的电压输出端连接；

编码采集记录器，用于采集当前编码并记录上一编码；其中，所述编码采集记录器的输入端与所述输出电压调整电路的编码输出端或原边峰值电压输出端连接；

参考电压生成电路，用于根据上一电容电压、当前编码和上一编码，生成当前参考退磁时间对应的当前参考电压。

可选的，所述参考电压生成电路，包括：第一放大器、串联的电阻器组、第一选择器和第二选择器；

所述第一放大器的同相输入端作为所述参考电压生成电路的电压输入端与所述电压采样电路的电压输出端连接，所述第一放大器的输出端通过所述电阻器组接地；所述第一选择器的第一端与所述第一放大器的反相输入端连接，所述第一选择器的第二端与所述电阻器组中的节点连接，所述第一选择器的控制端与所述编码采集记录器的第一输出端连接，用于根据上一编码，选择第二端连接的所述电阻器组中的节点；所述第二选择器的第一端与所述电阻器组中的节点连接，所述第二选择器的第二端与所述采样信号生成电路的第一输入端连接，所述第二选择器的控制端与所述编码采集记录器的第二输出端连接，用于根据当前编码，选择第一端连接的所述电阻器组中的节点；其中，所述第一选择器的第二端连接的电阻器组中的节点到地之间的电阻与所述第二选择器的第一端连接的电阻器组中的节点到地之间的电阻的比值等于第二选择器的第二端输出的当前参考电压与所述电压采样电路的电压输出端输出的电压的比值。

可选的，所述电压采样电路，包括：第二放大器、第三可控开关和第二电容；

所述第二放大器的同相输入端与所述计时电路中的计时电容的正极连接，所述第二放大器的反相输入端与所述第二放大器的输出端连接其公共端通过所述第三可控开关与所述第二电容的正极连接，所述第二电容的负极接地，所述第二电容的正极作为所述电压采样电路的电压输出端与所述参考电压生成电路的电压输入端连接。

可选的，所述编码采集记录器，包括：

模数转换器，用于将所述输出电压调整电路中原边峰值电压生成单元输出的当前原边峰值电压转换为当前编码；其中，模数转换器的输入端与所述原边峰值电压生成单元的输出端连接，所述模数转换器的输出端与编码记录器的输入端和所述参考电压生成电路的当前编码输入端连接；

所述编码记录器，用于记录当前编码；其中，所述编码记录器的输出端与所述参考电压生成电路的上一编码输入端连接。

可选的，所述采样信号生成电路，包括：比较器和脉冲信号生成器；

其中，所述比较器的反相输入端作为所述采样信号生成电路的第一输入端与所述参考时间生成电路的输出端连接，所述比较器的同相输入端作为所述采样信号生成电路的第二输入端与所述计时电路的电压输出端连接，所述比较器的输出端与所述脉冲信号生成器的输入端连接，用于根据当前退磁时间对应的当前电容电压、当前参考退磁时间对应的当前参考电压和预设提前时间对应的所述比较器的失调电压，利用所述脉冲信号生成器控制所述采样单元在当前电容电压达到当前参考电压与所述失调电压之差时进行采样。

本实用新型还提供了一种开关电源，包括：变压器、原边可控开关、原边电流感测电阻、副边电路、输出电压调整电路和如上述所述的开关电源的反馈电压采样控制电路；

所述变压器的原边绕组的第一端用于与电源输入端连接，所述变压器的原边绕组的第二端依次通过所述原边可控开关和所述原边电流感测电阻接地，所述变压器的副边绕组的两端通过所述副边电路输出系统电压，所述变压器的辅助绕组的两端与所述输出电压调整电路的两个输入端连接；所述输出电压调整电路用于根据设置的采样单元采集的辅助绕组电压对应的反馈电压，控制所述原边可控开关的导通和关断，以及调节原边峰值电流；

所述反馈电压采样控制电路的输入端与所述输出电压调整电路的编码输出端或原边峰值电压输出端连接，所述反馈电压采样控制电路的输出端与所述采样单元的控制输入端连接。

本实用新型所提供的一种开关电源的反馈电压采样控制电路，包括：计时电路，用于测量开关电源的输出电压调整电路连接的辅助绕组在当前周期的当前退磁时间；参考时间生成电路，用于根据上一总退磁时间以及从输出电压调整电路中获取的当前周期的当前原边峰值电压对应的当前编码和上一周期的上一原边峰值电压对应的上一编码，确定当前参考退磁时间；其中，当前原边峰值电压与上一原边峰值电压的比值和当前参考退磁时间与上一总退磁时间的比值相等；采样信号生成电路，用于根据当前退磁时间、当前参考退磁时间和预设提前时间，控制输出电压调整电路中的采样单元在当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时进行采样；

可见，本实用新型利用参考时间生成电路根据上一总退磁时间、当前编码和上一编码，确定当前参考退磁时间，从而利用采样信号生成电路在当前周期的当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时控制采样单元进行反馈电压的采样，实现了在提前于退磁结束预设提前时间的反馈电压动态采样，使开关电源保证采样时刻的副边电流基本一致，从而能够使采样时刻的输出二极管电压基本一致，得到高精度的采样电压和高精度的输出电压。此外，本实用新型还提供了一种开关电源，同样具有上述有益效果。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的一种原边反馈的反激式开关电源的原理结构图；

图2为现有技术中的一种提前于退磁结束时刻固定时长的采样技术的示意图；

图3为现有技术中的另一种提前于退磁结束时刻固定时长的采样技术的示意图；

图4为传统的采样方式的示意图；

图5为提前于退磁结束时刻固定时长的采样技术的原理示意图；

图6为本实用新型实施例所提供的一种开关电源的反馈电压采样控制电路的结构框图；

图7为本实用新型实施例所提供的一种开关电源的反馈电压采样控制电路的采样信号生成的时序展示图；

图8为本实用新型实施例所提供的一种采用反馈电压采样控制电路的开关电源的原理结构图；

图9为本实用新型实施例所提供的另一种采用反馈电压采样控制电路的开关电源的原理结构图；

图10为本实用新型实施例所提供的另一种开关电源的反馈电压采样控制电路的结构示意图；

图11为图10中的反馈电压采样控制电路的一种采样信号生成的时序图；

图12为本实用新型实施例所提供的一种参考电压生成电路的原理示意图。

具体实施方式

为使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

目前，如图1所示的开关电源，变压器的副边绕组(L_S)通过用于整流的输出二极管(D)连接到系统输出(Vout)，副边绕组电压等于系统输出电压加输出二极管电压，变压器的辅助绕组(L_A)以一定匝比反映副边绕组电压。辅助绕组电压经过电阻分压得到FB端电压(V_fb)，采样单元对FB端的反馈电压(V_fb)进行采样并保持，采样电压与参考电压Vref进行比较并将他们的差值经过放大单元的放大器(A₀)放大生成Vea信号(即负载条件信号)，Vea信号的大小反应负载条件的大小。Vea信号分别送入频率调节单元和原边峰值电流调整单元，频率调节模块根据Vea信号的大小控制原边可控开关(如功率管，Power MOS)的导通和关断，即调整开关频率；原边峰值电流调整单元根据Vea信号的大小调整原边峰值电流的大小，其中原边峰值电流的大小是通过调整原边电流感测电阻(Rcs)上的电压V_CS来实现的，V_CS峰值电压(V_{CS_PEAK}，即原边峰值电压)正比于原边峰值电流。频率调节单元和原边峰值电流调整单元的输出被送入逻辑控制单元并进行逻辑处理，逻辑控制单元产生原边可控开关的开关控制信号，原边可控开关的开关控制信号通过驱动单元产生有足够驱动能力的原边可控开关的开关信号，原边可控开关的开关信号控制原边可控开关的导通与关断。原边可控开关的导通与关断可以调整原边峰值电流和开关频率，进而调整输出功率，该开关电源通过调整输出功率使其与负载功率一致从而实现稳压的目的。在原边峰值电流调整单元中包含模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)和比较器COMP，其中，ADC根据Vea信号的大小产生编码(code)，编码再通过DAC产生R_CS电压(V_CS)峰值，即原边峰值电压(V_{CS_PEAK})，编码的大小与V_{CS_PEAK}具有确定的函数关系。

一般地，输出电压调整电路的采样单元的采样方式如图4所示，其中V_fb信号表示辅助绕组电压经过分压之后的电压，退磁时间内的V_fb可间接反映系统输出电压的大小，Is信号表示副边绕组电流，Ipks表示副边绕组峰值电流，SH信号表示对反馈电压的采样控制信号，采样脉冲处于退磁期间内，t_SH表示采样时刻相对于退磁开始时刻的延时时间。二极管压降是流过输出二极管的电流的函数，流过输出二极管的电流越大，输出二极管压降V_D越大。退磁时间内，副边绕组电流流过输出二极管，采样时刻的副边绕组电流不同则输出二极管压降不同，采样时刻二极管电压的差异会引起输出电压的差异。要提高输出电压精度就应当提高采样时刻输出二极管电压精度，要提高采样时刻输出二极管电压精度就应当提高采样时刻副边电流的一致性。

对于工作在可变峰值电流的控制模式中，功率控制器(即原边峰值电流调整单元)根据负载条件调整原边峰值电流或者开关周期以使输出功率等于负载功率，在稳态下，输出电压Vout稳定在一个固定值。根据副边绕组电感电流公式：

可见，在退磁阶段，副边绕组电流(I_S)的下降斜率(dI_S/dt)是副边绕组电感(L_S)、输出电压(V_OUT)和输出二极管压降(V_D)的函数，由于V_D较小，输出电压和副边电感不变，那么副边绕组电流以固定斜率下降。如图5所示，I_pks1和I_pks2表示两个不同的峰值电流，I_{pks_SH}表示采样时刻的副边绕组电流，t_dem1和t_dem2分别是对应于不同峰值电流I_pks1和I_pks2的退磁时间长度，t_SH1和t_SH2分别是对应于不同峰值电流I_pks1和I_pks2下从退磁开始时刻到采样时刻的时间长度。具有不同副边峰值电流I_pks1和I_pks2的副边绕组电流I_s以相同的斜率下降，要保证采样时刻的副边峰值电流(I_{pks_SH})相同，则需要保证从采样时刻到退磁结束时刻之间的时长(t_d)相同

由于退磁结束后，由原边绕组电感和寄生电容组成的LC会发生周期固定的阻尼震荡，从退磁结束到之后的第一个反馈电压过零点是四分之一个振荡周期(T_ring)，是一个固定值；因此可以选取退磁结束时刻后第一个反馈电压过零点作为退磁结束检测点，则提前于退磁结束固定时长(t_d)的时刻就是提前于反馈电压过零点的t_d+0.25Tring时长的时刻。本申请是以退磁结束点作为退磁结束检测点来阐述，对应的，同样适用于将反馈电压过零点作为退磁结束检测点的方案。

现有技术中，提前于退磁结束固定时长(t_d)的反馈电压采样技术如图2和图3所示，图2中，在退磁期间内屏蔽掉从退磁开始的震荡时间(t_LEB)后，采样电路对反馈电压(V_fb)进行等间距采样并保持，到达退磁结束点后，采样保持电路将提前于退磁结束点固定时长(t_d)的时刻的采样保持值作为本开关周期的反馈电压的采样值，采样间距时间为Ts。图3中，在采样期间内，采样保持电路只采样并保持固定时间长度(t_d)的采样值，采样保持电路可将超出时间的采样值用新值覆盖，从而减少采样电容的数量。然而图2和图3所示的反馈电压采样方案依赖于采样时钟的精度和频率，在某些负载条件下，选取的采样点会在相邻的采样时钟周期之间来回跳变，这不利于采样值的准确性；即使引入高频采样时钟，为了能至少存储td时间长度的采样值，则需要电路增加大量的采样保持电容，进而增加了芯片成本；并且由于工艺的限制，采样时钟的频率也不能太高，因为采样保持电路的其他电路部分会限制采样时间间隔进一步减小。

因此，提供了一种开关电源的反馈电压采样控制电路，利用开关电源中输出电压调整电路中的原边峰值电压(如图1中的V_{CS_PEAK})对应的编码(如图1中的code)自适应生成采样信号，控制输出电压调整电路中采样单元的采样，以词提高采样精度和输出电压精度。

具体的，请参考图6，图6为本实用新型实施例所提供的一种开关电源的反馈电压采样控制电路的结构框图。该电路可以包括：

计时电路10，用于测量开关电源的输出电压调整电路连接的辅助绕组在当前周期的当前退磁时间；

参考时间生成电路20，用于根据上一总退磁时间以及从输出电压调整电路中获取的当前周期的当前原边峰值电压对应的当前编码和上一周期的上一原边峰值电压对应的上一编码，确定当前参考退磁时间；其中，当前原边峰值电压与上一原边峰值电压的比值和当前参考退磁时间与上一总退磁时间的比值相等；

采样信号生成电路30，用于根据当前退磁时间、当前参考退磁时间和预设提前时间，控制输出电压调整电路中的采样单元在当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时进行采样。

可以理解的是，如图7所示，在相邻的两个周期(即开关周期)T[n]和T[n+1]中，原边电流感测电阻(如图1中的R_CS)上的电压峰值V_{CS_PEAK}不变，那么在其他条件不变的情况下，它们的副边导通时间、原边峰值电流、副边峰值电流基本相等。令从退磁开始时刻到采样时刻的时长为t_SH，从采样时刻到退磁结束时刻之间的时长为t_d，从退磁开始时刻到退磁结束时刻之间的时长为t_dem，它们满足如下关系：

t_SH+t_d＝t_dem (3)

令第n个开关周期的几个参数值为t_SH[n]、t_dem[n]、T[n]，它们满足：

t_SH[n]+t_d＝t_dem[n] (4)

同理，令第n+1个开关周期的几个参数值为t_SH[n+1]、t_dem[n+1]、T[n+1]，它们满足：

t_SH[n+1]+t_d＝t_dem[n+1] (5)

由于这两个周期参数基本相等，本申请实施例中将当前周期的退磁时间(即当前周期的总退磁时间)记录下来，并将该时间用于下一个周期采样时刻的生成，即：

t_dem[n]＝t_dem[n+1] (6)

t_SH[n+1]＝t_dem[n]-t_d (7)

由上式可见，用当前周期的退磁时间减去固定时长t_d，就能够近似得到下一周期从退磁开始时刻到采样时刻的时间长度。

在第n+2个开关周期，令第n+2个开关周期的几个参数值为t_SH[n+2]、t_dem[n+2]、T[n+2]，原边电流感测电阻上的电压峰值(即原边峰值电压)V_{CS_PEAK}发生变化，在其他条件不变的情况下，副边导通时间发生变化，为了能保证在提前于退磁结束时刻固定时长(t_d)时刻进行采样，需要满足：

t_SH[n+2]＝t_dem[n+2]-t_d (8)

由于退磁时间发生变化，这两个周期的退磁时间不相等也不相近，

t_dem[n+2]≠t_dem[n+1] (9)

因此，不能直接用第n+1个周期的退磁时间t_dem[n+1]减去固定时长t_d来生成当前第n+2个周期的从退磁开始到采样时刻的时间长度t_SH[n+2]，但这两个周期的退磁时间有内在联系。

原边峰值电流(I_PKP)与原边峰值电压(V_{CS_PEAK})之间的关系如下，其中R_CS可以为原边电流感应电阻：

原边绕组电流(I_PKP)与副边绕组电流(I_PKP)之间的关系如下式，其中N_P表示原边绕组电感匝数，N_S表示副边绕组电感匝数：

副边峰值电流与退磁时间之间的关系关系如下式，其中，V_OUT可以为开关电源的输出电压，V_D可以为输出二极管上的电压，即输出二极管压降：

将公式10、11、12合并可得：

从公式14可见，在恒压模式下，退磁时间与原边峰值电压成正比，这种比例关系不随原边峰值电压的改变而改变，当负载电流发生变化导致环路调整原边峰值电压时，退磁时间与原边峰值电压仍然保持这种比例关系。

根据公式14，图7中的第n个周期、第n+1个周期和第n+2个周期有：

在图7中，第n+1个周期的退磁时间与第n个周期的退磁时间的比值等于第n+1个周期的原边峰值电压与第n个周期的原边峰值电压的比值。根据公式17，本申请实施例中利用第n个周期的原边峰值电压、第n个周期的退磁时间和第n+1个周期的原边峰值电压就可以近似得到第n+1个周期的退磁时间，这种转换与原边电流感应电阻阻值、原副边绕组匝数比、副边绕组电感值、输出电压值和输出二极管压降没有关系，因此这种近似具有极高的精度。用近似得到的第n+1个周期的退磁时间减去固定的时长t_d即得到第n+1个周期的从退磁开始时刻到采样时刻的时长t_SH[n+1]。同理，可得第n+2个周期的从退磁开始到采样时刻的时长t_SH[n+2]。

也就是说，本实施例中通过参考时间生成电路20可以利用上一周期中开关电源中变压器的辅助绕组的总的退磁时间(即上一总退磁时间)，也就是上一周期中变压器的副边绕组总的退磁时间，以及当前周期和上一周期的原边峰值电压(即当前原边峰值电压和上一原边峰值电压)对应的编码(即当前编码和上一编码)，可以预估当前周期总的退磁时间(即当前参考退磁时间)，其中，当前原边峰值电压与上一原边峰值电压的比值和当前参考退磁时间与上一总退磁时间的比值相等。

具体的，本实施例中参考时间生成电路20获取当前编码和上一编码的具体方式，即参考时间生成电路20的具体结构和与开关电源的输出电压调整电路的具体连接关系，可以由设计人员根据使用场景和用户需求自行设置，如图1和图8所示，原边峰值电压(V_{CS_PEAK})由数模转换器(DAC)生成，数模转换器的输入是由编码(code码)控制的，编码与原边峰值电压之间具有确定的函数关系(VCS_PEAK(code))时，本实施例可以直接利用原边峰值电压对应的编码近似生成退磁开始时刻到采样时刻的时长(t_SH)，即当前参考退磁时间，保证使用数字方式具有灵活的特性；也就是说，本实施例中参考时间生成电路20的原边峰值电压输入端可以与开关电源的输出电压调整电路的编码输出端(如图1中ADC的输出端)连接，用于接收原边峰值电压对应的编码。如图9所示，开关电源的输出电压调整电路中原边峰值电流调整单元中的原边峰值电压生成单元直接生成原边峰值电压(V_{CS_PEAK})时，即原边峰值电压生成单元中不包含模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)，其中没有原边峰值电压对应的编码的生成时，本实施例中的参考时间生成电路20可以设置模数转换器(ADC)，将输出电压调整电路中原边峰值电压生成单元输出的原边峰值电压转换为对应的编码，即本实施例中参考时间生成电路20的原边峰值电压输入端(即上述模数转换器的输入端)可以与开关电源的输出电压调整电路的原边峰值电压输出端(如图9中原边峰值电压生成单元的输出端)连接；对应的，也可以如图9所示在输出电压调整电路中原边峰值电流调整单元中设置模数转换器，本实施例中参考时间生成电路20的原边峰值电压输入端可以与开关电源的输出电压调整电路的编码输出端(如图9中ADC的输出端)连接。同样的，本实施例中参考时间生成电路20的原边峰值电压输入端还可以与开关电源的输出电压调整电路的负载条件信号(如图1的Vea信号)输出端连接，将输入的负载条件信号转换为相应原边峰值电压对应的编码。本实施例对此不做任何限制。

需要说明的是，本实施例中所提供的开关电源的反馈电压采样控制电路利用输出电压调整电路中的原边峰值电压对应的编码，生成采样信号，从而控制输出电压调整电路中的采样单元的采样。

对应的，本实施例中的计时电路10可以采用电容充电的方式实现，即利用电容电压的大小表征计时时间的长短，也就是说，计时电路10可以具体用于采集当前退磁时间对应的当前电容电压。相应的，本实施例中的参考时间生成电路20可以具体用于根据上一总退磁时间对应的电容电压(即上一电容电压)、当前编码和上一编码，生成当前参考退磁时间对应的电压值(即当前参考电压)；从而使采样信号生成电路30可以根据当前电容电压、当前参考电压和预设提前时间(即固定时长t_d)对应的电压值(即固定电压，如比较器固定的失调电压)生成采样信号，控制采样单元在当前电容电压达到当前参考电压与固定电压之差时进行采样。

具体的，如图10所示，本实施例中的本实施例中的计时电路10可以包括：第一控开关(S1)、第一电容(cap1)和第二可控开关(S2)；其中，第一可控开关的第一端与预设电流值(Iup)的电流输入端连接，第一可控开关的第二端通过第一电容接地，用于在辅助绕组的退磁时间内导通，为第一电容充电；第二可控开关并联在第二可控开关的两端，用于在第一控开关导通前导通，将第一电容的电容电压拉到零电平。也就是说，根据如下电容充放电公式：

It＝CV (19)

上式中，V可以为电容的电压，C可以为电容的容量，I可以为电容充电的电流值，t可以为电容充电的时间。本实施例中第一电容的电压值可以作为当前退磁时间对应的当前电容电压。其中，如图11所示，第一可控开关(S1)和第二可控开关(S2)的控制信号(s1和s2)可由原边导通信号(tonp)和副边导通信号(tons)产生，s1、s2、tonp和tons的高电平表示开关导通，低电平表示开关截止，即第一可控开关的导通时间可以为开关电源的副边导通时间，第二可控开关的导通时间可以为开关电源的原边导通时间。

如图10所示，本实施例中的参考时间生成电路20，可以包括：电压采样电路21，用于采集上一总退磁时间对应的上一电容电压；编码采集记录器22，用于采集当前编码并记录上一编码；参考电压生成电路23，用于根据上一电容电压、当前编码和上一编码，生成当前参考退磁时间对应的当前参考电压；其中，电压采样电路21的输入端与计时电路10的电压输出端连接；编码采集记录器22的输入端与输出电压调整电路的编码输出端或原边峰值电压输出端连接；参考电压生成电路23的输出端与采样信号生成电路30的第一输入端。

具体的，如图10和图11所示，上述电压采样电路21可以包括：第二放大器(A₂)、第三可控开关(S3)和第二电容(cap2)；第二放大器的同相输入端作为电压采样电路21的输入端与计时电路10中的计时电容的正极连接，第二放大器的反相输入端与第二放大器的输出端连接其公共端通过第三可控开关与第二电容的正极连接，第二电容的负极接地，第二电容的正极作为电压采样电路21的电压输出端与参考电压生成电路23的电压输入端连接。第三可控开关用于在退磁结束时刻之后的某一时间段内开启，将计时电路10中的计时电容(如图10中的cap1)的电容电压(即当前总退磁时间对应的电容电压)采样到第二电容(cap2)上，从而能够使下一周期时参考电压生成电路23能够将第二电容的电容电压作为上一电容电压。相应的，第三可控开关(S3)的控制信号(s3)可由原边导通信号(tonp)和副边导通信号(tons)产生，如第一可控开关的导通时间可以为开关周期内开关电源的原边导通时间和副边导通时间之外的时间。

对应的，如图10所示，上述参考电压生成电路23可以包括：第一放大器(A₁)、串联的电阻器组(Rseries)、第一选择器(MUX1)和第二选择器(MUX2)；第一放大器的同相输入端作为参考电压生成电路23的电压输入端与电压采样电路21的电压输出端连接，第一放大器的输出端通过电阻器组接地；第一选择器的第一端与第一放大器的反相输入端连接，第一选择器的第二端与电阻器组中的节点连接，第一选择器的控制端与编码采集记录器22的第一输出端连接，用于根据上一编码(code_reg)，选择第二端连接的电阻器组中的节点；第二选择器的第一端与电阻器组中的节点连接，第二选择器的第二端与采样信号生成电路30的第一输入端连接，第二选择器的控制端与编码采集记录器22的第二输出端连接，用于根据当前编码(code)，选择第一端连接的电阻器组中的节点；其中，第一选择器的第二端连接的电阻器组中的节点到地之间的电阻与第二选择器的第一端连接的电阻器组中的节点到地之间的电阻的比值等于第二选择器的第二端输出的当前参考电压与电压采样电路21的电压输出端输出的电压的比值。

具体的，如图10所示，上述编码采集记录器22可以仅包括编码记录器(Register)，记录当前编码，并将记录的上一编码发送到参考电压生成电路23，如输出电压调整电路的编码输出端可以与编码记录器的输入端和参考电压生成电路23的当前编码输入端连接，编码记录器的输出端与参考电压生成电路23的上一编码输入端连接。编码采集记录器22还可以包括模数转换器和编码记录器；模数转换器，用于将输出电压调整电路中原边峰值电压生成单元输出的当前原边峰值电压转换为当前编码；其中，模数转换器的输入端与原边峰值电压生成单元的输出端连接，模数转换器的输出端与编码记录器的输入端和参考电压生成电路23的当前编码输入端连接；编码记录器，用于记录当前编码；其中，编码记录器的输出端与参考电压生成电路23的上一编码输入端连接。

需要说明的是，如图10所示，本实施例中的采样信号生成电路30可以包括：比较器(COMP)和脉冲信号生成器；其中，比较器的反相输入端作为采样信号生成电路30的第一输入端与参考时间生成电路20的输出端连接，比较器的同相输入端作为采样信号生成电路30的第二输入端与计时电路10的电压输出端连接，比较器的输出端与脉冲信号生成器的输入端连接，用于根据当前电容电压、当前参考退磁时间对应的当前参考电压和预设提前时间对应的比较器的失调电压，输出对应的电压值(Vcomp)，从而利用脉冲信号生成器生成对应的脉冲信号(SH，即采样信号)，以控制采样单元在当前电容电压达到当前参考电压与失调电压之差时进行采样。

可以理解的是，如图10和图11所示，在图11所示的时序图中，t0至t4时刻是第n个开关周期，t4至t8时刻是第n+1个开关周期，第n+2个开关周期在t8时刻之后。图10中的可控开关S1、S2、S3的控制信号分别为s1、s2和s3，s1、s2和s3的高电平表示开关导通，低电平表示开关截止，控制信号s1、s2和s3可由原边导通信号(tonp)和副边导通信号(tons)产生。

在第n+1周期，当前编码为code[n+1]，原边峰值电压为V_{CS_PEAK}[n+1]，退磁开始后，开关S1导通，同一固定电流I_up给计时电路10的计时电容(cap1)充电，电容电压V_cap1逐渐上升，当计时电容的电容电压V_cap1达到当前参考电压(V_{ref_SH}[n+1])与比较器的失调电压(V_OS)之差(V_{ref_SH}[n+1]-V_OS)时，比较器(COMP)的输出电压Vcomp翻转，比较器后的脉冲信号生成器根据Vcomp的翻转沿生成一定宽度的采样脉冲信号SH，开关电源根据采样脉冲信号对反馈电压进行采样。比较器具备固定失调电压(V_OS)，当V_cap1>V_{ref_SH}[n+1]-V_OS时比较器输出高电平，当V_cap1<V_{ref_SH}[n+1]-V_OS时比较器输出低电平。比较器翻转后，V_cap1继续上升，直到到达退磁结束点(即达到总的退磁时间)，计时电容cap1停止充电并保持电容电压，此时的电容电压V_cap1[n+1]与此周期总的退磁时间t_dem[n+1]成正比。接下来，再用第n+1周期的计时电容电压V_cap1[n+1]生成下一周期的参考电压V_{ref_SH}[n+2]。

同样，在第n+2周期，当前编码为code[n+2]，原边峰值电压为V_{CS_PEAK}[n+2]，退磁开始后，开关S1导通，同一固定电流I_up给计时电容充电，电容电压V_cap1逐渐上升，当计时电容电压V_cap1达到当前参考电压与比较器的失调电压之差(V_{ref_SH}[n+2]-Vos)时，比较器的输出电压Vcomp翻转，比较器后的脉冲信号生成器根据Vcomp的翻转沿生成一定宽度的采样脉冲信号SH，开关电源根据采样脉冲信号对反馈电压进行采样。比较器具备固定失调电压，当V_cap1>V_{ref_SH}[n+2]-V_OS时比较器输出高电平，当V_cap1<V_{ref_SH}[n+2]-V_OS时比较器输出低电平。比较器翻转后，V_cap1继续上升，直到到达退磁结束点，计时电容cap1停止充电并保持电容电压，此时的电容电压V_cap1[n+2]与此周期总的退磁时间t_dem[n+2]成正比。接下来，再用第n+2周期的计时电容电压V_cap1[n+2]生成下一周期的采样比较参考电压V_{ref_SH}[n+3]。

参考电压生成电路23可以自动适应原边峰值电压的大小来生成当前参考电压(V_{ref_SH})，当前编码(code)表征当前周期的原边峰值电压的大小，上一编码(code_reg)表征上一周期的原边峰值电压的大小，参考电压生成电路23根据当前编码和上一编码生成当前参考电压。编码记录器(Register)将上一周期的code存储起来，存储的码是code_reg，例如在第n+1周期，code_reg存储的是第n个周期的code码，即

code_reg[n+1]＝code[n] (21)

在开关周期的某时刻，编码记录器进行数据更新，将最新的code码赋值为code_reg码。

如图12所示，code码通过第一选择器(MUX1)将电阻串的一端连接到第一放大器(A₁)的反相输入端(Va_n)，code_reg码通过第二选择器(MUX2)将电阻串的一端作为参考电压生成电路23的输出电压：当前参考电压V_{ref_SH}。其中，MUX1选择的节点到地之间的电阻为R_{code_reg}，MUX2选择的节点到地之间的电阻为R_code。MUX1和MUX2所选择的节点到地之间的电阻与编码之间是确定的函数关系(R_series(.))，即：

R_code＝R_series(code) (22)

R_{code_reg}＝R_series(code_reg) (23)

那么：

在图10和图11中，原边峰值电压V_{CS_PEAK}的大小与当前周期的编码(即当前编码，code)之间是确定的函数关系(V_{CS_PEAK}(.))，对于第n个周期和第n+1个周期：

V_{CS_PEAK}[n+1]＝V_{CS_PEAK}(code[n+1]) (25)

V_{CS_PEAK}[n]＝V_{CS_PEAK}(code[n]) (26)

由公式17可得：

通过合理设计开关电源的原边峰值电压V_{CS_PEAK}与编码code之间的函数关系以及参考电压生成电路23中R_code和R_{code_reg}与编码(code和code_reg)之间的函数关系，在第n+1周期，可以使它们满足：

则有：

则由公式24和公式29，可得：

其中，第二放大器(A₂，即缓冲器)已将第n个周期的退磁结束后的计时电容(cap1)的电压值V_cap1[n]采样到cap2上，即：

V_cap1[n]＝V_cap2[n](31)

由公式15和公式30得：

由于采用固定电流给计时电容充电，电容电压随时间线性上升，退磁结束时电容电压与退磁时间成正比：

将从比较器输出Vcomp的翻转沿开始到计时电容停止充电之间的时间间隔定义为t_d，也即从采样时刻开始到退磁结束之间的时间间隔为t_d，在此期间电容电压V_cap1从V_{ref_SH}[n+1]-V_OS上升到V_cap1[n+1]，电压上升幅度为V_OS，则从该周期的退磁开始到采样时刻的时间：

令

则

t_SH[n+1]＝t_dem[n+1]-t_d[n+1] (37)

由公式31可见，在第n+1周期，实现了提前于退磁结束t_d[n+1]时长的提前采样，t_d[n+1]决定于电容值、充电电流和比较器的失调电压且它们的值是固定的，因此，t_d是个固定值，该参数与原边峰值电压和退磁时间无关。

第n+2周期遵循同样的道理，

从图11中可以看出，根据环路调整，相比于第n+1周期，第n+2周期的当前编码(code)减小，原边峰值电压减小，当前参考电压和总的退磁时间同比例减小，从该周期的退磁开始时刻到采样时刻的时长t_SH[n+2]减小，且同时保证从采样开始时刻到退磁结束时刻之间的时间间隔为t_d。

同理，根据环路调整，如果相比于上一开关周期，当前周期的当前编码大，那么原边峰值电压增大，当前参考参考电压和总的退磁时间同比例增大，从该周期的退磁开始时刻到采样时刻的时长增大，且同时保证从采样开始时刻到退磁结束之间的时间间隔为t_d。

并且由于本实施例实现了提前于退磁结束时刻固定时长(t_d)时刻的动态采样，开关电源可以保证采样时刻的副边电流基本一致，那么采样时刻的输出二极管电压基本一致，从而能够得到高精度的采样电压和高精度的输出电压。

本实施例中，本实用新型实施例利用参考时间生成电路20根据上一总退磁时间、当前编码和上一编码，确定当前参考退磁时间，从而利用采样信号生成电路30在当前周期的当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时控制采样单元进行反馈电压的采样，实现了在提前于退磁结束预设提前时间的反馈电压动态采样，使开关电源保证采样时刻的副边电流基本一致，从而能够使采样时刻的输出二极管电压基本一致，得到高精度的采样电压和高精度的输出电压。

此外，本实用新型实施例提供了一种开关电源，包括：变压器、原边可控开关、原边电流感测电阻、副边电路、输出电压调整电路和如上述实施例所提供的开关电源的反馈电压采样控制电路；

变压器的原边绕组的第一端用于与电源输入端连接，变压器的原边绕组的第二端依次通过原边可控开关和原边电流感测电阻接地，变压器的副边绕组的两端通过副边电路输出系统电压，变压器的辅助绕组的两端与输出电压调整电路的两个输入端连接；输出电压调整电路用于根据设置的采样单元采集的辅助绕组电压对应的反馈电压，控制原边可控开关的导通和关断，以及调节原边峰值电流；

反馈电压采样控制电路的输入端与输出电压调整电路的编码输出端或原边峰值电压输出端连接，反馈电压采样控制电路的输出端与采样单元的控制输入端连接。

说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的开关电源而言，由于其与实施例公开的电路相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见电路部分说明即可。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上对本实用新型所提供的一种开关电源及其反馈电压采样控制电路进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本实用新型的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。

Claims (8)

1.一种开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，包括：

计时电路，用于测量开关电源的输出电压调整电路连接的辅助绕组在当前周期的当前退磁时间；

参考时间生成电路，用于根据上一总退磁时间以及从所述输出电压调整电路中获取的当前周期的当前原边峰值电压对应的当前编码和上一周期的上一原边峰值电压对应的上一编码，确定当前参考退磁时间；其中，当前原边峰值电压与上一原边峰值电压的比值和当前参考退磁时间与上一总退磁时间的比值相等；

采样信号生成电路，用于根据当前退磁时间、当前参考退磁时间和预设提前时间，控制所述输出电压调整电路中的采样单元在当前退磁时间达到当前参考退磁时间与预设提前时间之差时进行采样。

2.根据权利要求1所述的开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，所述计时电路，包括：第一控开关、第一电容和第二可控开关；

其中，所述第一可控开关的第一端与预设电流值的电流输入端连接，所述第一可控开关的第二端通过所述第一电容接地，用于在所述辅助绕组的退磁时间内导通，为所述第一电容充电；所述第二可控开关并联在所述第二可控开关的两端，用于在所述第一控开关导通前导通，将所述第一电容的电容电压拉到零电平。

3.根据权利要求1所述的开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，所述参考时间生成电路，包括：

电压采样电路，用于采集上一总退磁时间对应的上一电容电压；其中，所述电压采样电路的输入端与所述计时电路的电压输出端连接；

编码采集记录器，用于采集当前编码并记录上一编码；其中，所述编码采集记录器的输入端与所述输出电压调整电路的编码输出端或原边峰值电压输出端连接；

参考电压生成电路，用于根据上一电容电压、当前编码和上一编码，生成当前参考退磁时间对应的当前参考电压。

4.根据权利要求3所述的开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，所述参考电压生成电路，包括：第一放大器、串联的电阻器组、第一选择器和第二选择器；

所述第一放大器的同相输入端作为所述参考电压生成电路的电压输入端与所述电压采样电路的电压输出端连接，所述第一放大器的输出端通过所述电阻器组接地；所述第一选择器的第一端与所述第一放大器的反相输入端连接，所述第一选择器的第二端与所述电阻器组中的节点连接，所述第一选择器的控制端与所述编码采集记录器的第一输出端连接，用于根据上一编码，选择第二端连接的所述电阻器组中的节点；所述第二选择器的第一端与所述电阻器组中的节点连接，所述第二选择器的第二端与所述采样信号生成电路的第一输入端连接，所述第二选择器的控制端与所述编码采集记录器的第二输出端连接，用于根据当前编码，选择第一端连接的所述电阻器组中的节点；其中，所述第一选择器的第二端连接的电阻器组中的节点到地之间的电阻与所述第二选择器的第一端连接的电阻器组中的节点到地之间的电阻的比值等于第二选择器的第二端输出的当前参考电压与所述电压采样电路的电压输出端输出的电压的比值。

5.根据权利要求3所述的开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，所述电压采样电路，包括：第二放大器、第三可控开关和第二电容；

所述第二放大器的同相输入端与所述计时电路中的计时电容的正极连接，所述第二放大器的反相输入端与所述第二放大器的输出端连接其公共端通过所述第三可控开关与所述第二电容的正极连接，所述第二电容的负极接地，所述第二电容的正极作为所述电压采样电路的电压输出端与所述参考电压生成电路的电压输入端连接。

6.根据权利要求3所述的开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，所述编码采集记录器，包括：

模数转换器，用于将所述输出电压调整电路中原边峰值电压生成单元输出的当前原边峰值电压转换为当前编码；其中，模数转换器的输入端与所述原边峰值电压生成单元的输出端连接，所述模数转换器的输出端与编码记录器的输入端和所述参考电压生成电路的当前编码输入端连接；

所述编码记录器，用于记录当前编码；其中，所述编码记录器的输出端与所述参考电压生成电路的上一编码输入端连接。

7.根据权利要求1至6任一项所述的开关电源的反馈电压采样控制电路，其特征在于，所述采样信号生成电路，包括：比较器和脉冲信号生成器；

其中，所述比较器的反相输入端作为所述采样信号生成电路的第一输入端与所述参考时间生成电路的输出端连接，所述比较器的同相输入端作为所述采样信号生成电路的第二输入端与所述计时电路的电压输出端连接，所述比较器的输出端与所述脉冲信号生成器的输入端连接，用于根据当前退磁时间对应的当前电容电压、当前参考退磁时间对应的当前参考电压和预设提前时间对应的所述比较器的失调电压，利用所述脉冲信号生成器控制所述采样单元在当前电容电压达到当前参考电压与所述失调电压之差时进行采样。

8.一种开关电源，其特征在于，包括：变压器、原边可控开关、原边电流感测电阻、副边电路、输出电压调整电路和如权利要求1至7任一项所述的开关电源的反馈电压采样控制电路；

所述变压器的原边绕组的第一端用于与电源输入端连接，所述变压器的原边绕组的第二端依次通过所述原边可控开关和所述原边电流感测电阻接地，所述变压器的副边绕组的两端通过所述副边电路输出系统电压，所述变压器的辅助绕组的两端与所述输出电压调整电路的两个输入端连接；所述输出电压调整电路用于根据设置的采样单元采集的辅助绕组电压对应的反馈电压，控制所述原边可控开关的导通和关断，以及调节原边峰值电流；

所述反馈电压采样控制电路的输入端与所述输出电压调整电路的编码输出端或原边峰值电压输出端连接，所述反馈电压采样控制电路的输出端与所述采样单元的控制输入端连接。

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