CN214591163U - 反激式转换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种反激式转换器，包括一次线圈、主开关、充电开关、一次侧控制器及储能装置。一次线圈接收输入电能；主开关耦接于一次线圈以及接地端之间；充电开关耦接于一次线圈；一次侧控制器，具有一电源输入端，并提供第一控制信号及第二控制信号至主开关及充电开关；储能装置耦接于充电开关及接地端之间；当主开关关闭断路后，充电开关于充电时段内维持开启导通，于充电时段内，输入电能通过一次线圈与充电开关而将输入电能的第一部分储存到储能装置中作为电源电能；电源输入端耦接于储能装置，一次侧控制器通过电源输入端自储能装置接收电源电能。

Description

反激式转换器

技术领域

本实用新型涉及一种反激式转换器(flyback converter)，尤其涉及一种可由一次侧有效取电的反激式转换器。

背景技术

反激式转换器是输入输出互相隔离的电压转换器，适用于各种电源供应器。大致上，反激式转换器由电力开关控制能量的储存及转移。当电力开关导通时，反激式转换器中的一次电路会储存能量，二次电路会被设置于逆向偏压状态而不会充电。当电力开关断路时，反激式转换器中的一次电路会将能量转移至二次电路，二次电路会被设置于顺向偏压状态而进行充电。

新版电源传输(Power Delivery，PD)标准规范二次电路的输出电压的变化范围可为3.3伏特～20伏特，故输出电压的输出变化约为7倍压。在此情况下，由于一次电路的电源集成电路(integrated circuit，IC)启动至少约需要16伏特的操作电压，因此在自与二次电路具有固定比例电压(即线圈比)的辅助绕组取电的情况下，当二次电路的输出电压为3.3伏特，对应到辅助绕组的输出电压为16伏特时，则当二次电路的输出电压为20伏特时，辅助绕组的输出电压为112伏特，此电压过高而可能需增设低压差稳压器(low dropoutregulator，LDO)先将高电压转为低电压，再提供给电源集成电路。如此一来，自辅助绕组取电的做法供电效率差，且电源集成电路组件必需抗高压或需增设低压差稳压器，导致组件面积加大。

另一方面，现有技术亦有从交流(alternating current，AC)电源端底部取电的作法。在辅助绕组与二次电路的线圈比为5的情况下，当二次电路的输出电压为20伏特时，辅助绕组的输出电压为100伏特，选择从交流电源端底部处(约50伏特～60伏特)取电；当二次电路的输出电压为3.3伏特～5伏特时，辅助绕组的输出电压为17伏特～25伏特，从辅助绕组取电会比从AC底部处(约50伏特～60伏特)取电效率佳，故选择辅助绕组取电。如此一来，从交流电源端底部处取电仍有供电效率差，或需增加切换电路而较复杂的问题。

然而，现有技术无论由辅助绕组或交流电源端底部处取电，都有供电效率差及组件面积加大的问题。有鉴于此，现有技术实有改进的必要。

实用新型内容

因此，本实用新型的主要目的即在于提供一种可由一次侧有效取电的反激式转换器，以改善现有技术的缺点。

本实用新型实施例提供一种反激式转换器，包括一次线圈，包括一第一端，用以接收一输入电能，以及一第二端；一主开关，包括一第一控制端，一第三端耦接于该一次线圈的该第二端，以及一第四端，耦接于一接地端；一充电开关，包括一第二控制端，一第五端耦接于该一次线圈的该第二端，以及一第六端；一次侧控制器，具有一电源输入端，该一次侧控制器提供一第一控制信号至该第一控制端，该一次侧控制器还提供一第二控制信号至该第二控制端；一储能装置，包括一第七端，耦接于该充电开关的该第六端，以及一第八端，耦接于该接地端；其中，当该主开关关闭断路后，该充电开关于一充电时段内维持开启导通，于该充电时段内，该输入电能通过该一次线圈与该充电开关而将该输入电能的一第一部分储存到该储能装置中作为一电源电能；其中，该电源输入端耦接于该储能装置，该一次侧控制器通过该电源输入端自该储能装置接收该电源电能。

本实用新型实施例提供一种反激式转换器，包括一次线圈，包括一第一端，用以接收一输入电能，以及一第二端；一下侧开关，包括一第一控制端，用以接收一第一控制信号，一第三端，以及一第四端，耦接于一接地端；一主开关，包括一第二控制端，一第五端耦接于该一次线圈的该第二端，以及一第六端耦接于该下侧开关的该第三端；一第一二极管，包括一第一阳极端耦接于该主开关的该第六端，以及一第一阴极端；一储能装置，包括一第九端，耦接于该第一二极管的该第一阴极端，以及一第十端，耦接于该接地端；一次侧控制器，具有一电源输入端，耦接于该储能装置的该第九端，包括有一反向器，包括一输入端，用来接收一第三控制信号，以及一输出端，耦接于该主开关的该第一控制端，该反向器包括一第二二极管，该第二二极管，包括一第二阳极端与一第二阴极端，该第二阳极端耦接于该电源输入端，该第二阴极端耦接于该输出端；其中，当该下侧开关关闭断路后，该主开关于一充电时段内维持开启导通，于该充电时段内，该输入电能通过该一次线圈与该主开关而将该输入电能的一第一部分储存到该储能装置中作为一电源电能；其中，该电源输入端耦接于该储能装置，该一次侧控制器通过该电源输入端自该储能装置接收该电源电能。

本实用新型实施例提供一种反激式转换器的控制方法，该反激式转换器包括一次线圈、一主开关、一充电开关、一次侧控制器及一储能装置，该一次线圈包括一第一端，用以接收一输入电能，以及一第二端，该主开关包括一第一控制端，一第三端耦接于该一次线圈的该第二端，以及一第四端耦接于一接地端，该充电开关包括一第二控制端，一第五端耦接于该一次线圈的该第二端，以及一第六端，该一次侧控制器具有一电源输入端，该一次侧控制器提供一第一控制信号至该第一控制端，该一次侧控制器还提供一第二控制信号至该第二控制端，该一储能装置包括一第七端耦接于该充电开关的该第六端，以及一第八端耦接于该接地端，该电源输入端耦接于该储能装置，该控制方法包括步骤当该主开关关闭断路后，该充电开关于一充电时段内维持开启导通，于该充电时段内，该输入电能通过该一次线圈与该充电开关而将该输入电能的一第一部分储存到该储能装置中作为一电源电能；以及当该充电时段结束后，该充电开关关闭断路，该储能装置通过该电源输入端释放该电源电能至该一次侧控制器。

附图说明

图1为本实用新型实施例中一种反激式转换器的电路示意图。

图2为本实用新型实施例中图1所示反激式转换器的操作示意图。

图3为本实用新型实施例中另一种反激式转换器的电路示意图。

图4为本实用新型实施例中图3所示反激式转换器的操作示意图。

图5为本实用新型实施例中一种控制流程的示意图。

图6为本实用新型实施例中另一种控制流程的示意图。

附图标记说明

1,3:反激式转换器

10:变压器

11:电压源

12,32:一次侧控制器

13:整流器

14,16:接地端

50,60:流程

500～506、600～606:步骤

Cin1,Cin2,C,Cs,Cs’:电容

L:负载

Lp1:一次互感

Ls:二次互感

Mm,Mm’:主开关

Mc:充电开关

ML:下侧开关

Cc:储能装置

Msr:同步整流器

Rs:电阻

T1,T2,T1’,T2’:时间点

VIN:输入电压

Vsrc,VCS:电压

VOUT:输出电压

WP:一次线圈

WS:二次线圈

WA:参考线圈

N1,N2:端

GL,GL-VCC,GL’,GL-VCC’,Pre-GL-VCC:控制信号

IL,IO:电流

Tc,Tc’:充电时段

Td:延迟时段

D1,D2:二极管

INV:反向器

具体实施方式

图1为本实用新型实施例中一种反激式转换器1的电路示意图。反激式转换器1可从电压源11接收电压Vsrc以进行降压或升压转换而产生输出电压VOUT，及将输出电压VOUT提供至负载L。电压Vsrc可为直流电压或交流电压，输出电压VOUT可为直流电压，电压源11可为市电或电池。

反激式转换器1包括电容Cin1、整流器13、电容Cin2、变压器10、主开关Mm、充电开关Mc、储能装置Cs、一次侧控制器12、同步整流器Msr、电阻Rs及接地端14及16。一次侧控制器12可控制主开关Mm的切换。当主开关Mm在开启导通切换与关闭断路两状态间切换，且每次主开关Mm切换开启导通一固定时段长度时，可自反激式转换器1的一次侧传递实质相同的电能到转换器1的二次侧；在负载L为轻载抽取较少电能时，控制器12可控制主开关Mm以较低切换频率，即较长的切换周期，主开关Mm开启导通次数较少方式运作；在负载L为重载抽取较多电能时，控制器12可控制主开关Mm以较高切换频率，即较短的切换周期，主开关Mm开启导通次数较多方式运作，以减少开关损失同时提高效率。

变压器10包括一次线圈WP，包括第一端N1，用以接收输入电能VIN，及第二端N2；参考线圈WA；及二次线圈WS，用以将输出电压VOUT进行输出。一次线圈WP及参考线圈WA属于一次侧，二次线圈WS属于二次侧。主开关Mm包括第一控制端，第三端，耦接于一次线圈WP的第二端N2，及第四端。充电开关Mc包括一第二控制端，一第五端，耦接于一次线圈WP的第二端N2，以及一第六端；一次侧控制器12，具有一电源输入端，一次侧控制器12提供第一控制信号GL至第一控制端，一次侧控制器12并提供一第二控制信号GL-VCC至第二控制端，一次侧控制器12可为脉冲宽度调变(Pulse Width Modulation，PWM)控制器；储能装置Cs包括一第七端，耦接于充电开关Mc的第六端，以及一第八端，耦接于接地端14，储能装置Cs可为一电容。

电容Cin1可滤除电压Vsrc中的高频噪声，整流器13可对电压Vsrc进行整流，电容Cin2可使整流后的电压Vsrc平缓以产生输入电压VIN。一次线圈WP及二次线圈WS的匝数比可为P:1，P为正数。在一些实施例中，P可大于1，且变压器10可为降压(step-down)变压器10。一次线圈WP的极性及二次线圈WS的极性可相反。一次线圈WP及参考线圈WA的匝数比可为Q:1，Q为大于1的正数。一次线圈WP的极性及参考线圈WA的极性可相同。一次线圈WP具有一次互感Lp1及漏感，二次线圈WS具有二次互感Ls，参考线圈WA具有辅助互感Lp2。以下段落中以一次侧控制器12提供第一控制信号GL及第二控制信号GL-VCC来控制主开关Mm及充电开关Mc，来说明反激式转换器1的取电运作，反激式转换器1的一次侧及二次侧其它组件的操作为本领域技术人员所熟知，于此不再赘述以求简洁。

请一并参考图2，图2为本实用新型实施例中图1所示反激式转换器1的操作示意图。如图1及图2所示，当第一控制信号GL切换至低准位控制主开关Mm关闭断路(如一时间点T2)后，第二控制信号GL-VCC仍为高准位控制充电开关Mc于一充电时段Tc内维持开启导通，于充电时段Tc内，输入电能VIN通过一次线圈WP与充电开关Mc而将输入电能VIN的一第一部分储存到储能装置Cs中作为一电源电能，一次侧控制器12的电源输入端耦接于储能装置Cs，且一次侧控制器12通过电源输入端自储能装置Cs接收电源电能。接着，当充电时段Tc结束后，充电开关Mc关闭断路，储能装置Cs通过电源输入端释放电源电能至一次侧控制器12(如图2所示，随着储能装置Cs持续对一次侧控制器12供电，操作电压VCC会随着时间变化下降)。如此一来，本实用新型可在充电时段Tc内取电储存到储能装置Cs，而可有效取电作为维持一次侧控制器12正常运作的电源输入。

详细来说，储能装置Cs的第七端具有一操作电压VCC，由于一次侧控制器12的电源输入端耦接于储能装置Cs的第七端，且所接收的电源电能相关于操作电压VCC，因此一次侧控制器12所产生提供给主开关Mm与充电开关Mc的第一控制信号GL与第二控制信号GL-VCC的高电压电平，会相关于操作电压VCC而小于等于操作电压VCC(如图2所示，储能装置Cs所提供的操作电压VCC会随对一次侧控制器12供电下降与充电时段Tc内充电而上升，而第一控制信号GL与第二控制信号GL-VCC的高电压电平会随操作电压VCC变化)。在此情况下，充电开关Mc可设计包括一N沟道耗尽型MOSFET(N-Channel Depletion MOSFET)，且N沟道耗尽型MOSFET的一阈值电压为负值，使得第二控制信号GL-VCC的高电压电平小于等于操作电压VCC时，充电开关Mc仍可于充电时段Tc内维持开启导通。

另一方面，主开关Mm与充电开关Mc均为N沟道MOSFET(N-Channel MOSFET)，主开关Mm关闭断路后且充电开关Mc于充电时段Tc内维持开启导通，通过先使第一控制信号GL由一高电压电平切换至一低电压电平后，使第二控制信号GL-VCC于充电时段Tc内维持高电压电平。充电开关Mc于充电时段Tc内维持开启导通以对储能装置Cs充电，可用以升高操作电压VCC。在此情况下，主开关Mm刚关闭时，充电开关Mc的第五端的电压还未随一次线圈WP弹升回数百伏特，而可在10～20伏特状态下对操作电压VCC充电，而大幅提升取电的转换效率。此外，充电时段Tc内输入电能VIN的一第二部分对一次线圈WP储能(如图2所示电流IL粗体部分持续上升)，当主开关Mm与充电开关Mc均关闭断路后，输入电能VIN的第二部分输出到二次线圈WS(如图2所示电流IO粗体部分)。如此一来，本实用新型以较小的电压对储能装置Cs充电升高操作电压VCC时，可同时对一次线圈WP储能以于后续输出到二次线圈WS，而可有效利用能量。

除此之外，主开关Mm开启导通时间点(如一时间点T1)早于充电开关Mc开启导通时间点，使得主开关Mm导通先降低充电开关Mc的第五端电压后，充电开关Mc才开启导通。换言之，主开关Mm开启导通后，充电开关Mc于一延迟时段Td内维持关闭断路，于延迟时段Td内，主开关Mm开启导通而降低充电开关Mc的第五端的电压，当延迟时段Td届满后，充电开关Mc才开启导通。在此情况下，充电开关Mc的第五端的电压由原本连接至一次线圈WP而有数百伏特，在延迟时段Td内主开关Mm先开启导通将充电开关Mc的第五端的电压降低至即主开关Mm的第四端的电压VCS加上主开关Mm的源汲极电压差而接近0伏特，当延迟时段Td届满后，充电开关Mc才于第五端接近0伏特时开启导通。如此一来，本实用新型充电开关Mc可在较小的电压下切换以降低切换损失，以具有较佳的运作效率。

值得注意的是，上述实施例主要在充电时段Tc内以较小的电压对储能装置Cs充电升高操作电压VCC时，且同时对一次线圈WP储能以于后续输出到二次线圈WS，而可有效利用能量。本领域的技术人员当可据以进行修饰或变化，而不限于此。举例来说，上述实施例在耐高压的主开关Mm与一次线圈WP增设充电开关Mc，以由一次侧进行取电，在其它实施例中，亦可在耐高压的主开关与接地端之间增设下侧开关及其它组件，以由一次侧进行取电作为维持一次侧控制器12正常运作的电源输入。

详细来说，请参考图3，图3为本实用新型实施例中一种反激式转换器3的电路示意图。反激式转换器3与反激式转换器1部分相似，因此结构与功能相似的组件以相同符号表示，其操作可参考上述说明，于此不再赘述以求简洁。

反激式转换器3与反激式转换器1的主要差别在于取电的电路结构不同，反激式转换器3包括一次线圈WP、主开关Mm’、下侧开关ML、储能装置Cs’、一次侧控制器32、第一二极管D1。一次线圈WP包括第一端N1，用以接收输入电能VIN，及第二端N2。下侧开关ML包括第一控制端，用以接收第一控制信号GL’，第三端，以及第四端，耦接于接地端14。主开关Mm’包括第二控制端，第五端，耦接于该一次线圈的该第二端，以及第六端，耦接于下侧开关ML的第三端。第一二极管D1包括第一阳极端，耦接于主开关Mm’的第六端，以及第一阴极端。储能装置Cs’包括一第九端，耦接于第一二极管D1的第一阴极端，以及一第十端，耦接于接地端14。一次侧控制器32具有电源输入端，耦接于储能装置Cs’的第九端。一次侧控制器32包括有反向器INV。反向器INV包括一输入端，用来接收一第三控制信号Pre-GL-VCC，以及一输出端，耦接于主开关Mm’的第二控制端。反向器INV包括第二二极管D2。第二二极管D2，包括第二阳极端与第二阴极端，第二阳极端耦接于电源输入端，第二阴极端耦接于输出端。

请一并参考图4，图4为本实用新型实施例中图3所示反激式转换器3的操作示意图。如图3及图4所示，当下侧开关ML关闭断路后，主开关Mm’于充电时段Tc’内维持开启导通，于充电时段Tc’内，输入电能VIN通过一次线圈WP与主开关Mm’而将输入电能VIN的一第一部分储存到储能装置Cs’中作为一电源电能，一次侧控制器32的电源输入端耦接于储能装置Cs’，一次侧控制器32通过电源输入端自储能装置Cs’接收电源电能。接着，当充电时段Tc’结束后，主开关Mm’关闭断路，储能装置Cs’通过电源输入端释放电源电能至一次侧控制器32。如此一来，本实用新型可在充电时段Tc’内取电储存到储能装置Cs’，而可有效取电作为维持一次侧控制器32正常运作的电源输入。

详细来说，下侧开关ML为N沟道MOSFET且主开关Mm’亦为N沟道MOSFET，当第一控制信号GL’切换为一高电压电平时(如一时间点T1’)，下侧开关ML导通，降低第三端(如汲极)电压而使第一二极管D1关闭。此时，第三控制信号Pre-GL-VCC亦切换为低压准位，使第二二极管D2的第二阳极端可接收电源输入端电能，而导通第二二极管D2而反向器INV的输出端产生输出信号做为主开关Mm’的第二控制端所接收的第二控制信号GL-VCC’，使得第二控制信号GL-VCC’亦切换为一高电压电平而导通主开关Mm’。接着，主开关Mm’的第一控制端与主开关Mm’的第六端之间的一电容C于主开关Mm’导通期间储存一偏压电荷，电容C可为主开关Mm’的一寄生电容或一外加电容。如此一来，本实用新型可通过导通第二二极管D2而导通主开关Mm’，并通过关闭第一二极管D1而避免储能装置Cs’因下侧开关ML导通而放电至接地端14。

接着，当第一控制信号GL’由高电压电平切换至低电压电平，使下侧开关ML关闭断路(如一时间点T2’)后，电容C所储存的偏压电荷于充电时段Tc’内维持主开关Mm’的第一控制端与第六端之间具有一开启偏压，开启偏压使主开关Mm’于充电时段Tc’内维持导通，且开启偏压拉高第二二极管D2阴极端电压，使得第二二极管D2阴极端电压高于第二二极管D2阳极端电压，而使得第二二极管D2关闭。另一方面，储能装置Cs’的第九端具有操作电压VCC’，当下侧开关ML关闭断路且主开关Mm’导通于充电时段Tc’内维持开启导通时，主开关Mm’的第六端(如源极)的电压升高，使得第一二极管D1导通而对储能装置Cs’充电，可用以升高操作电压VCC’，一次侧控制器32的电源输入端耦接于储能装置Cs’的第九端，电源电能相关于操作电压VCC’。如此一来，本实用新型可通过关闭第二二极管D2改由电容C所储存的偏压电荷导通主开关Mm’，以导通第一二极管D1而对储能装置Cs’充电。

在此情况下，下侧开关ML关闭且主开关Mm’导通后，主开关Mm’的第六端(如源极)的电压升高而可对储能装置Cs’充电升高操作电压VCC’(约为第二二极管D2阳极端电压)，且主开关Mm’的第二控制端(闸极)的电压为第六端的电压加上开启偏压(约为第二二极管D2阴极端电压)，因此第二二极管D2阴极端电压高于第二二极管D2阳极端电压。此时，第三控制信号Pre-GL-VCC为低电压电平且操作电压VCC’小于主开关Mm’的第二控制端的电压，第二二极管D2关闭使得一次侧控制器32停止于反向器INV的输出端产生输出信号做为主开关Mm’的第二控制端所接收的第二控制信号GL-VCC’。在此情况下，充电时段Tc’内输入电能VIN的一第二部分对一次线圈WP储能，当主开关Mm’与下侧开关ML均关闭断路后，输入电能VIN的第二部分输出到二次线圈WS。须注意，反激式转换器3需包括参考线圈WA，而需撷取安规保护机制的侦测信号。如此一来，本实用新型可对储能装置Cs’充电升高操作电压VCC’时，可同时对一次线圈WP储能以于后续输出到二次线圈WS，而可有效利用能量。且此图3实施例无需使用到N沟道耗尽型MOSFET，可更有效减小集成电路组件所需面积与成本。

因此，反激式转换器1的取电操作，可归纳为一控制流程50，如图5所示，其包括以下步骤：

步骤500：开始。

步骤502：当主开关Mm关闭断路后，充电开关Mc于充电时段Tc内维持开启导通，于充电时段Tc内，输入电能VIN通过一次线圈WP与充电开关Mc而将输入电能VIN的一第一部分储存到储能装置Cs中作为一电源电能。

步骤504：当充电时段Tc结束后，充电开关Mc关闭断路，储能装置Cs通过电源输入端释放电源电能至一次侧控制器12。

步骤506：结束。

因此，反激式转换器3的取电操作，可归纳为一控制流程60，如图6所示，其包括以下步骤：

步骤600：开始。

步骤602：当下侧开关ML关闭断路后，主开关Mm’于充电时段Tc’内维持开启导通，于充电时段Tc’内，输入电能VIN通过一次线圈WP与主开关Mm’而将输入电能VIN的一第一部分储存到储能装置Cs’中作为一电源电能。

步骤604：当充电时段Tc’结束后，主开关Mm’关闭断路，储能装置Cs’通过电源输入端释放电源电能至一次侧控制器32。

步骤606：结束。

控制流程50、60的详细操作可参考反激式转换器1、3的相关内容，于此不再赘述以求简洁。

综上所述，本实用新型可在充电时段内由一次侧取电对储能装置充电升高操作电压时，并同时对一次线圈储能以于后续输出到二次线圈，而可有效利用能量。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，凡依本实用新型申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本实用新型的涵盖范围。

Claims (15)

1.一种反激式转换器，其特征在于，包括：

一次线圈，包括一第一端用以接收一输入电能，以及一第二端；

一主开关，包括一第一控制端，一第三端耦接于所述一次线圈的所述第二端，以及一第四端耦接于一接地端；

一充电开关，包括一第二控制端，一第五端耦接于所述一次线圈的所述第二端，以及一第六端；

一次侧控制器，具有一电源输入端，所述一次侧控制器提供一第一控制信号至所述第一控制端，所述一次侧控制器还提供一第二控制信号至所述第二控制端；以及

一储能装置，包括一第七端耦接于所述充电开关的所述第六端，以及一第八端耦接于所述接地端；

其中，当所述主开关关闭断路后，所述充电开关于一充电时段内维持开启导通，于所述充电时段内，所述输入电能通过所述一次线圈与所述充电开关而将所述输入电能的一第一部分储存到所述储能装置中作为一电源电能；

其中，所述电源输入端耦接于所述储能装置，所述一次侧控制器通过所述电源输入端自所述储能装置接收所述电源电能。

2.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，所述充电开关包括一N沟道耗尽型MOSFET，且所述N沟道耗尽型MOSFET的一阈值电压为负值。

3.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，所述主开关与所述充电开关均为N沟道MOSFET，其中所述主开关关闭断路后且所述充电开关于所述充电时段内维持开启导通，通过先使所述第一控制信号由一高电压电平切换至一低电压电平后，使所述第二控制信号于所述充电时段内维持所述高电压电平。

4.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，所述储能装置的所述第七端具有一操作电压，所述充电开关于所述充电时段内维持开启导通以对所述储能装置充电，可用以升高所述操作电压；其中所述电源输入端耦接于所述储能装置的所述第七端，所述电源电能与所述操作电压相关。

5.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，所述反激式转换器还包括二次线圈，于所述充电时段内所述输入电能的一第二部分对所述一次线圈储能，当所述主开关与所述充电开关均关闭断路后，所述输入电能的所述第二部分输出到所述二次线圈。

6.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，所述主开关的开启导通时间点早于所述充电开关的开启导通时间点，所述主开关的导通先降低所述充电开关的所述第五端的电压后，所述充电开关才开启导通。

7.如权利要求6所述的反激式转换器，其特征在于，所述主开关开启导通后，所述充电开关于一延迟时段内维持关闭断路，于所述延迟时段内，所述主开关开启导通而降低所述充电开关的所述第五端的电压；当所述延迟时段届满后，所述充电开关才开启导通。

8.一种反激式转换器，其特征在于，包括：

一次线圈，包括一第一端用以接收一输入电能，以及一第二端；

一下侧开关，包括一第一控制端，用以接收一第一控制信号，一第三端，以及一第四端耦接于一接地端；

一主开关，包括一第二控制端，一第五端耦接于所述一次线圈的所述第二端，以及一第六端耦接于所述下侧开关的所述第三端；

第一二极管，包括一第一阳极端耦接于所述主开关的所述第六端，以及一第一阴极端；

一储能装置，包括一第九端耦接于所述第一二极管的所述第一阴极端，以及一第十端耦接于所述接地端；以及

一次侧控制器，具有一电源输入端耦接于所述储能装置的所述第九端，包括有：

一反向器，包括一输入端，用来接收一第三控制信号，以及一输出端耦接于所述主开关的所述第二控制端以提供一第二控制信号至所述第二控制端，所述反向器包括一第二二极管，所述第二二极管，包括一第二阳极端与一第二阴极端，所述第二阳极端耦接于所述电源输入端，所述第二阴极端耦接于所述输出端；

其中，当所述下侧开关关闭断路后，所述主开关于一充电时段内维持开启导通，于所述充电时段内，所述输入电能通过所述一次线圈与所述主开关而将所述输入电能的一第一部分储存到所述储能装置中作为一电源电能；

其中，所述电源输入端耦接于所述储能装置，所述一次侧控制器通过所述电源输入端自所述储能装置接收所述电源电能。

9.如权利要求8所述的反激式转换器，其特征在于，所述下侧开关为N沟道MOSFET，当所述第一控制信号为一高电压电平时，所述下侧开关导通，降低所述第三端的电压而使所述第一二极管关闭。

10.如权利要求9所述的反激式转换器，其特征在于，所述主开关为N沟道MOSFET，当所述第一控制信号为所述高电压电平且所述第三控制信号使所述第二阳极端可接收所述电源输入端电能时，所述第二二极管导通，使得所述第二控制信号为一高电压电平而导通所述主开关。

11.如权利要求8所述的反激式转换器，其特征在于，于所述主开关的所述第一控制端与所述主开关的所述第六端之间的一电容于所述主开关导通期间储存一偏压电荷，所述电容为所述主开关的一寄生电容或一外加电容。

12.如权利要求11所述的反激式转换器，其特征在于，当所述第一控制信号由高电压电平切换至低电压电平，使所述下侧开关关闭断路后，所述偏压电荷于所述充电时段内维持所述第一控制端与所述第六端之间具有一开启偏压，所述开启偏压使所述主开关于所述充电时段内维持导通，且所述开启偏压拉高所述第二二极管阴极端电压，使得所述第二二极管阴极端电压高于所述第二二极管阳极端电压，而使得所述第二二极管关闭。

13.如权利要求12所述的反激式转换器，其特征在于，所述储能装置的所述第九端具有一操作电压，当所述下侧开关关闭断路且所述主开关导通于所述充电时段内维持开启导通时，所述主开关的所述第六端的电压升高，使得所述第一二极管导通而对所述储能装置充电，可用以升高所述操作电压；其中所述电源输入端耦接于所述储能装置的所述第九端，所述电源电能与所述操作电压相关。

14.如权利要求13所述的反激式转换器，其特征在于，所述第三控制信号为低电压电平且所述操作电压小于所述主开关的所述第二控制端的电压时，所述第二二极管关闭使得所述一次侧控制器停止于所述反向器的所述输出端产生一输出信号做为所述主开关的所述第二控制端所接收的所述第二控制信号。

15.如权利要求12所述的反激式转换器，其特征在于，所述反激式转换器更包括二次线圈，于所述充电时段内所述输入电能的一第二部分对所述一次线圈储能，当所述主开关与所述下侧开关均关闭断路后，所述输入电能的所述第二部分输出到所述二次线圈。

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