CN212543735U

CN212543735U - 一种覆盖9kHz~100MHz的大功率合成器

Info

Publication number: CN212543735U
Application number: CN202021257412.0U
Authority: CN
Inventors: 侯钧; 刘洋; 黄亮; 徐金强; 杨阳
Original assignee: Chengdu Siwi Power Electronic Technology Co ltd
Current assignee: Chengdu Siwi Power Electronic Technology Co ltd
Priority date: 2020-06-30
Filing date: 2020-06-30
Publication date: 2021-02-12
Anticipated expiration: 2030-06-30

Abstract

本实用新型公开了一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，主要解决现有功率合成器低频与高频不能兼容的问题。本合成器由6个传输线变压器构成，合成端的四个变压器与射频功率放大器连接，将4路功率合成，端口间具有隔离电阻，避免放大器互相影响。输出端的两个变压器将合成之后的阻抗变换为射频系统的特征阻抗。通过上述设计，本实用新型采用适当的变压器拓扑设计，减少线间耦合电容，增加相同线长下的等效电感量，使得合成电路能同时工作在9kHz～100MHz频段。解决了现有大功率合成器低频和高频不能兼容的问题，避免了由于阻抗失配导致合成效率下降，引起被合成的功率放大器不稳定的问题。因此，适宜推广应用。

Description

一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器

技术领域

本实用新型涉及通信技术领域，具体地说，是涉及一种覆盖9kHz～100MHz 的大功率合成器。

背景技术

射频功率放大器是通信、测试系统的重要组成部分。不同系统对工作带宽、输出功率大小有对应的要求。常见的无线通信涉及到1MHz～6GHz频带范围，平均功率在几十瓦量级；对于远程预警、射频测试等应用场景，覆盖的频率从几kHz开始，对应的功率从几百瓦到几十千瓦不等。获得大功率输出的一种方法是功率合成器，当频率覆盖需要跨越9kHz到100MHz时，需要考虑基于变压器的合成技术。

基于变压器的合成技术基本原理是通过将多路待合成的端口电流相加，实现功率的合成，然后再通过单级或者多级的阻抗变换电路把端口阻抗变换到50 Ω，实现与系统电路的阻抗匹配，防止出现因失配而导致的功率反射。

由于变压器是利用主副级线圈的匝数比来进行阻抗变换，其阻抗变换关系如下：

其中R_L、R′_L分别是变换前、后的阻抗。n是初级线圈和次级线圈之比，如下式所示：

其中N_S是次级线圈的匝数，N_P为初级线圈的匝数。

因此，由需要变换的阻抗比例，可以计算出需要的匝数：

在理想的情况下，根据合成路数计算所得的匝数是可以精确控制的，从而保证阻抗的匹配和最大功率传输。但在实际线圈的绕制中，匝与匝之间会形成容性耦合，其线间耦合电容值如下式所示：

式中l为线长，d为线间距，a为线径。因此，当线长越长、线径越粗、绕制越密，线间电容越大。

工作频率较低时，线间电容影响不大，但当频率超过10MHz时，此现象会成为主导因素，导致端口阻抗降低，或者与线圈本身的电感形成谐振电路，使得一些频点的插损快速恶化。这种现象在合成功率增加时更加明显，功率达到 kW量级时，大功率导致了更粗的线缆和磁芯，增加了整个电路的尺寸，在较高频率看来，巨大的尺寸会引入不期望的分布参数，如更大的线间耦合电容、对地电容等。另外，端口的阻抗失配会导致被合成的射频功率放大器失配，影响其正常的工作状态，导致工作点变化，输出功率减小，或者自激而损坏。

现有技术的解决方案有两种，但都涉及到将工作频段分为两段。

一种是通过两种不同的电路形式来分别实现。在9kHz～10MHz以下，可以采用传统的变压器方式进行绕制；而在10MHz以上，可以考虑采用其他的方式，如微带线、带状线、谐振腔等阻抗变换，这些阻抗变换方式的电路尺寸和波长紧密相关，因体积问题而无法有效应用在kHz的低频中。

另一种是采用传输线变压器原理，但两个频段采用不同的电路参数。在 9kHz～10MHz以下，重点考虑低频所需要等效电感量，这需要增加传输线的长度和磁芯的磁导率，射频的损耗相对较小；而在10MHz以上，传输线长、磁芯的损耗都对合成器的性能有较大的影响，所以需要缩短传输线的长度，降低磁芯的磁导率和射频损耗。因此，也需要采用分开的两种电路。

两种电路在系统中应用，涉及到额外的链路、复杂的控制、较高的成本、较大的体积，因此需要一种电路来解决低频和高频共存对电路要求的矛盾。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，主要解决现有功率合成器低频与高频不能兼容的问题。

为实现上述目的，本实用新型采用的技术方案如下：

一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，包括第4端口连接在一起的的传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4，一端与传输线变压器TL1的第1端口、传输线变压器TL2的第3端口相连且另一端与传输线变压器TL1的第3端口、传输线变压器TL2的第1端口相连的隔离电阻R12，一端与传输线变压器TL3的第1端口、传输线变压器TL4的第3端口相连且另一端与传输线变压器TL3的第3端口、传输线变压器TL4的第1端口相连的隔离电阻R34，以及两个第2 端口相连后的公共端与连接后的传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4的第4端口相连的阻抗变换传输线变压器TL0A和相位补偿传输线变压器TL0B；其中，阻抗变换传输线变压器TL0A的第3端口与相位补偿传输线变压器TL0B的第1 端口相连，阻抗变换传输线变压器TL0A的第4端口、相位补偿传输线变压器 TL0B的第3端口、第4端口均接地；传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4对应的第2端口分别作为四个功率合成的输入端口P1、P2、P3、P4，阻抗变换传输线变压器TL0A的第1端口作为功率合成的输出端口P0。

进一步地，所述阻抗变换传输线变压器TL0A、相位补偿传输线变压器TL0B 连接后的第2端口与传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4的连接后的第4端口之间还连接有调试电感L1，调试电感L1与传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4 的连接后的第4端口的公共端还连接有接地的调试电容C1。

进一步地，所述隔离电阻R12、R34为工作在射频功率的大功率电阻且均自带有散热法兰。

与现有技术相比，本实用新型具有以下有益效果：

本实用新型采用适当的变压器拓扑设计，减少线间耦合电容，增加相同线长下的等效电感量，使得合成电路能同时工作在9kHz～100MHz频段。将四路功率合成，每路功率大于1kW，合成输出大于3kW。各合成端口间具有隔离度，使得被合成的射频放大器能够稳定工作。利用等相位传输线变压器将合成阻抗变换为50Ω，其中有一组变压器作为相位补偿，避免相位延迟在高频段造成额外损耗，整个频段内与50Ω系统匹配，合成输出3kW以上的功率。电路整体结构简单，体积小、成本低。

附图说明

图1为本实用新型的整体电路原理图。

图2为本实用新型-实施例中合成器的装配图。

具体实施方式

下面结合附图说明和实施例对本实用新型作进一步说明，本实用新型的方式包括但不仅限于以下实施例。

实施例

本实用新型公开的一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，其合成输出功率大于3kW。采用同一个电路覆盖9kHz～100MHz频段，并且整个频段内与50 Ω系统匹配，合成输出超过3kW的射频功率。

本合成器由6个传输线变压器构成，合成端的四个变压器与射频功率放大器连接，将4路功率合成，端口间具有隔离电阻，避免放大器互相影响。输出端的两个变压器将合成之后的阻抗变换为射频系统的特征阻抗。

如图1所示，P1、P2、P3、P4为四个功率合成的输入端口，P0为功率合成的输出端口。TL0A、TL0B、TL1～TL4为传输线变压器；R12和R34为隔离电阻，L1和C1为调试电感和电容。

对于单个变压器绕组的输出功率：

其中E为源电压，R_L为负载内阻，即负载的特征阻抗，R_g为源内阻，即源的特征阻抗，l为传输线线长，β为相位常数，可知功率的最大传输条件为：

合成器的每一级变压器根据此公式选择传输线的特征阻抗。

P1端口输入的信号在流过传输线变压器TL1的2、1端口时，通过电阻R12 与传输线变压器TL2的P2端口隔离。

从P1端口流过传输线变压器TL1的电流继续流过传输线变压器TL2的3、 4端口，汇总至A点待合成。

P1端口在传输线变压器TL1内会激励起等幅反向的电流，该电流过TL1的3、4端口，在传输线变压器TL2会激励起等幅反向的电流，该电流流过TL2的 2、1端口，这与P2端口的输入功率相同。

P2端口的输入功率经传输线变压器TL2的2、1端口和传输线变压器TL1 的3、4端口，在A点待合成。

P3、P4两个端口的情形与P1、P2类似。

P1、P2、P3、P4四个端口的信号在A点汇总，等效的特征阻抗为12.5Ω。

A点的功率合成之后，通过TL0A和TL0B将阻抗变换为50Ω。L1和C1 是用于调整、优化性能的电感、电容器。通过调节、补偿两部分的寄生参数，达到优化频率高端的目的。

传输线变压器TL0A和传输线变压器TL0B构成带延迟补偿功能的阻抗变换器。其中传输线变压器TL0A完成阻抗变化的功能，传输线变压器TL0B为补偿作用。

当功率从B端口输入时，同时激励传输线变压器TL0A和传输线变压器 TL0B的2、1端口，电流方向相同，大小相等。假设变压器内的电流为I₀，两端电压为U₀，则B端口的电流为2I₀，电压为U₀。根据传输线变压器中的电流等幅反向的特性，输出端口P0的电流为

因此，在P0端口实现了4倍的阻抗变换，适配系统的阻抗。

加入传输线变压器TL0B是为了补偿传输线变压器TL0A中的相位不等问题。通常，在工作频率较低时，该相位不等问题影响较小，不需补偿，而当频率扩展时，相位不等带来的合成损耗增加，增加传输线变压器TL0B，使得传输线变压器TL0A中的端口3与B端口的连接也获得相同的相位延迟，从而避免额外的损耗。

R12为P1和P2端口的隔离电阻。当P1的输入功率与P2的功率一致时，没有功率会消耗在R12上，此时R12相当于不存在，不影响电路的工作。当P1 和P2的功率不一致时，相差的功率会损耗在R12上，避免了功率在两端口间的互相串扰影响，达到隔离的作用。

R34的作用和R12类似，实现P3和P4间的隔离作用。

如图2所示，在实际装配时，传输线变压器TL1和传输线变压器TL2可以绕制在不同磁芯上，也可以绕在同一磁芯上。图中为绕在同一磁芯的情况，利用磁芯中通向激励的磁通量，可增强变压器主副线圈的磁感量，减少绕制的匝数，减少耦合电容量，从而扩展最高工作频率。传输线变压器TL3和传输线变压器TL4的情况类似。

传输线变压器TL0A为主要的阻抗变换作用，同样需要绕制在磁芯上，而传输线变压器TL0B的作用为相位补偿，其上没有对应的压降，在保证与TL0A 等长的情况下，可不绕制在磁芯上，以节省成本。

R12和R34是端口间的隔离电阻，由于四个端口的输入功率每个均约1kW，端口间的不平衡功率均需耗散在电阻上，因此两个电阻为可工作在射频频率的大功率电阻，自带散热法兰，安装在金属载板上。

通过上述设计，本实用新型采用适当的变压器拓扑设计，减少线间耦合电容，增加相同线长下的等效电感量，使得合成电路能同时工作在9kHz～100MHz 频段。解决了现有大功率合成器低频和高频不能兼容的问题，避免了由于阻抗失配导致合成效率下降，引起被合成的功率放大器不稳定的问题。因此，与现有技术相比，本实用新型具有实质性的特点和进步。

上述实施例仅为本实用新型的优选实施方式之一，不应当用于限制本实用新型的保护范围，但凡在本实用新型的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本实用新型一致的，均应当包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1.一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，其特征在于，包括第4端口连接在一起的传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4，一端与传输线变压器TL1的第1端口、传输线变压器TL2的第3端口相连且另一端与传输线变压器TL1的第3端口、传输线变压器TL2的第1端口相连的隔离电阻R12，一端与传输线变压器TL3的第1端口、传输线变压器TL4的第3端口相连且另一端与传输线变压器TL3的第3端口、传输线变压器TL4的第1端口相连的隔离电阻R34，以及两个第2端口相连后的公共端与连接后的传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4的第4端口相连的阻抗变换传输线变压器TL0A和相位补偿传输线变压器TL0B；其中，阻抗变换传输线变压器TL0A的第3端口与相位补偿传输线变压器TL0B的第1端口相连，阻抗变换传输线变压器TL0A的第4端口、相位补偿传输线变压器TL0B的第3端口、第4端口均接地；传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4对应的第2端口分别作为四个功率合成的输入端口P1、P2、P3、P4，阻抗变换传输线变压器TL0A的第1端口作为功率合成的输出端口P0。

2.根据权利要求1所述的一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，其特征在于，所述阻抗变换传输线变压器TL0A、相位补偿传输线变压器TL0B连接后的第2端口与传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4的连接后的第4端口之间还连接有调试电感L1，调试电感L1与传输线变压器TL1、TL2、TL3、TL4的连接后的第4端口的公共端还连接有接地的调试电容C1。

3.根据权利要求2所述的一种覆盖9kHz～100MHz的大功率合成器，其特征在于，所述隔离电阻R12、R34为工作在射频功率的大功率电阻且均自带有散热法兰。