CN211791265U - 混合模数变换器电路 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种可稳定负载两端电压，降低输出电压波纹的混合模数变换器电路，包括电源、数字变换器、模拟转换器、负载组件；模拟转换器包括若干并联布置的供电电容，负载组件工作时轮流与各个供电电容接通，不与负载组件处于连接状态的供电电容轮流与数字变换器接通。本实用新型还公开了一种混合模数变换器电路，包括电源、数字变换器、模拟转换器、负载组件；数字变换器包括通过导线与电源的输入端及输出端相连接的元件复用器，元件复用器包括若干串联布置的供电电容，所述模拟转换器包括该元件复用器，且该元件复用器中每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，负载组件工作时轮流与各个供电电容接通。

Description

混合模数变换器电路
技术领域
本实用新型涉及一种混合模数变换器电路。
背景技术
DC/DC转换器为转变输入电压后有效输出指定电压的电压转换器。DC/DC 转换器分为三类：升压型DC/DC转换器、降压型DC/DC转换器以及升降压型 DC/DC转换器。DC/DC变换器既有线性模式也有开关模式。传统的线性电压效率低、发热大、体积大，大功率变换的主流是开关电源。传统开关电源基于数字变换器，并采用半导体器件作为开关，开关动作会产生方形电压/电流波形，在频繁切换的时候会承受剧烈的瞬时功率冲击，因而需要庞大的低通滤波器来过滤波纹。
目前现有解决低通滤波器尺寸过大的方法主要有三种：
一是通过减少来自电源的波纹大小，通常采用多电平变流器降低电源的波纹大小，但是多电平变流器需要大量的半导体，并且为了维持子模块之间的功率平衡需要额外的传感电路以及复杂的控制方法。
二是提高在传输过程中的低通滤波器的增益，通过提高开关频率能够增加特定低通滤波器的滤波效果。但是提高开关频率会增大半导体和磁性单元中的功率损耗。此外，寄生元件，例如电容、电阻、电感在高频下会降低滤波器的滤波效果。
三是采用先进的控制方法，例如有源电容法。该方法能够将纹波功率转移到储能装置中，进而减小了传递给负载的波纹功率大小。但是根据香农采样定理，现有DC/DC变换器中的控制带宽受开关频率的限制，然而开关纹波的主要分量的频率是等于或者大于开关频率的。因此，现有的有源控制的方法无法减小开关谐波。
实用新型内容
本实用新型所要解决的技术问题是：提供一种可稳定负载两端电压，降低输出电压波纹，提高变压器功率密度的混合模数变换器电路。
为解决上述技术问题，本实用新型所采用的技术方案为：一种混合模数变换器电路，包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
模拟转换器包括若干供电电容，每个供电电容两端都分别通过充电导线与数字变换器的输入端及输出端相连接，其中至少一根充电导线上设有充电开关；每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中至少一根放电导线上设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通，不与负载组件处于连接状态的供电电容通过闭合相应的充电开关轮流与数字变换器接通。
作为一种优选的方案，其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
当负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000021
其中Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压纹波；fsw是电路开关频率；L为负载组件部分等效电感；
当负载组件部分等效电容CL未限定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus。由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000022
令NCbus＝CL，得出所需最小CL：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000023
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo为负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波；fsw为电路开关频率；L 为负载组件部分等效电感。
作为一种优选的方案，所述数字变换器为DC/DC变换器。
作为一种优选的方案，所述数字变换器为降压变换器或者升压变压器或者谐振变换器。
作为一种优选的方案，每个所述供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
本实用新型所要解决的另一个技术问题是：提供另一种可稳定负载两端电压，降低输出电压波纹，提高变压器功率密度的混合模数变换器电路。
为解决上述技术问题，本实用新型所采用的技术方案为：
一种混合模数变换器电路，包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
所述数字变换器包括通过导线与电源的输入端及输出端相连接的元件复用器，元件复用器包括若干串联布置的供电电容，所述模拟转换器包括该元件复用器，且该元件复用器中每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中至少一根放电导线上设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通。
作为一种优选的方案，其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
当负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000031
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波； fsw是开关频率；L为负载组件部分等效电感；
当负载组件部分等效电容CL未限定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000041
令NCbus＝CL，得出：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000042
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波；fsw开关频率；L为负载组件部分等效电感；
作为一种优选的方案，每个所述供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
本实用新型的有益效果是：
本实用新型公开的电路中，负载从供电电容中一个个汲取能量，因此，负载两端的电压终保持在所选电容的电压之间，能够保持稳定，不会突然出现传统的数字变换器中的剧烈的电压波动(从0到E)；
另外，充电回路与放电回路是独立回路，因此即使没有先进的控制技术或者高带宽控制，波纹功率也会强制转移到直流母线上的电容中而不是直接供给负载；
本电路通过选择特定的数字变换器以及直流母线电容的连接方式，可以得到不同类型的混合模数变换器电路，可针对特定问题选择最合适的方案。
本混合模数变换器电路能够有效降低负载上的波纹电压，且开关频率越大，该现象越明显，进而能够减小低通滤波器，提高功率密度。
由于包含元件复用器的混合模数变换器电路的电源电压、电流与负载的电压电流没有方波，因此波纹很小，仅需要很小的低通滤波器，能有效提高功率密度，而且，电源电流不是方波或者类方波模式，电磁干扰小，所需的电流最大值会下降。
本专利所述的电路中公开了使得电路总体体积最小的L,CL,Cbus的最小限定值，如果实际使用值大于最小限定值，输出纹波更小，质量更高。
且在CL未知时，以电容的总体积最小为目的。总电容的总体积由总电容值 (即NCbus+CL)确定，因为对于两个参数(即NCbus和CL)的乘积恒定不变，那么，参数之和(即NCbus+CL)存在最小值，这个最小值当且仅当这两个参数彼此相等时得到。因为电容的总体积和电容的总容值(即NCbus+CL)正比，所以当NCbus＝CL时，总体积最小。
附图说明
图1是针对本实用新型实施例1的混合模数变换器电路的电路图；
图2是针对本实用新型实施例2的降压变换器和并联直流电容器的电路图；
图3是针对本实用新型实施例2的降压变换器和并联直流电容器的波形图；
图4是针对本实用新型实施例2的混合模数变换器变换器与非连续导通降压式变换电路在输出纹波大小对比仿真实验所得图形；
图5是针对本实用新型实施例4的N：1分压器与串联电容的电路图；
图6是针对本实用新型实施例4的N：1分压器与串联电容的等效电路图；
图7是针对本实用新型实施例4的N：1分压器与串联电容的波形图。
具体实施方式
下面结合附图，详细描述本实用新型的具体实施方案。
实施例1如图1所示，一种混合模数变换器电路，包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
模拟转换器包括若干供电电容，每个供电电容两端都分别通过充电导线与数字变换器的输入端及输出端相连接，其中两根充电导线上都设有充电开关；每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中两根放电导线上都设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通，不与负载组件处于连接状态的供电电容通过闭合相应的充电开关轮流与数字变换器接通。每个供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
当负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000061
其中Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压纹波给定的上限值；fsw是电路开关频率；L为负载组件部分等效电感；
当负载组件部分等效电容CL未限定时，供电电容的最小电容值C1,C2,… CN等于直流母线电容值Cbus。由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000062
令NCbus＝CL，得出所需最小CL：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000063
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo为负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波给定的上限值；fsw为电路开关频率；L为负载组件部分等效电感。
实施例2.如附图2所示：一种混合模数变换器电路，包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器采用的是降压变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
模拟转换器包括若干并联布置的供电电容，每个供电电容两端都分别通过充电导线与数字变换器的输入端及输出端相连接，其中一根充电导线上设有充电开关；每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中一根放电导线上设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通，不与负载组件处于连接状态的供电电容通过闭合相应的充电开关轮流与数字变换器接通。每个供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000071
其中Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压纹波给定的上限值；fsw是电路开关频率；L为负载组件部分等效电感；
当本电路的布置形式确定后，具体工作原理及供电电容所需的最小电容值求解如下：
(1)图中，Suc1和Suc2是充电开关，Sud1和Sud2是放电开关。当C1充电时，C2放电；
(2)S1/S2遵照降压转换器的工作原理。当降压变化器工作在断续电流模式时，调制比M等于：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000072
其中，Vbus是直流母线电容的电压，D是占空比，RL是负载组件等效电阻；E 是电源电压；fsw是开关频率；L1为降压变化器的电感；
根据上述公式(1)求解出占空比D，根据电路开关周期，得到如图3中所示的各开关导通状态,其中t0是S1在第一个电路开关周期中的导通的起始时刻； t1是S1在第一个电路开关周期中关断的起始时刻；t2是在第二个电路开关周期中S1导通的起始时刻，与上一个周期的t0对应；t3是在第二个电路开关周期中S1关断的起始时刻，与上一个周期的t0对应；
(3)在[t0,t2]时间段，C1充电，C2放电，等效电路如图2b。
(4)在[t2,t4]时间段，C2充电，C1放电，等效电路如图2c。
因为充放电回路是独立的，所以输出电压波纹取决于放电回路。该放电回路具有三个储能装置(Cbus、L、CL)，根据网络理论的空间状态方法，可得到三个状态方程(2)-(4)，用以求一般解，三个方程(5)-(7)用以识别初始状态。
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000081
其中，L2是负载组件部分等效电感；CL是负载组件部分等效电容；Cbus是直流母线上等效电容；Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波；fsw是开关频率；L为负载组件部分等效电感；
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000082
其中，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；Tsw是电路开关周期；L为负载组件部分等效电感；公式(2)-(7)的求解如下所示：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000091
根据上述公式可得附图3中vC1和vC2以及iL、vo波形图，由图可知，vCbus(数值与vC1和vC2相等)与(-t)成比例，iL和(-t2)成比例，vo(数值与vCL(t)相等) 和(-t3)成比例，这些结论也得到公式(8)-(10)的验证。
在公式(10)中，令
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000092
的最大最小值分别记为VCL_max和VCL_min，其结果如公式(11)所示。
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000093
通过公式(11)，将得到本电路负载的波纹电压，记为ΔVo_MAD，其结果如公式 (12)所示，且该结果可由后续的仿真分析验证。
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000094
当给定负载的波纹电压上限值ΔVo时，由上述公式(12)可计算出供电电容的最小电容值C1,C2,…CN即直流母线电容值Cbus，
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000095
将非连续导通降压式变换电路(DCM Buck电路)的波纹电压记为ΔVo_BUCK，其结果如公式(13)所示。
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000096
比较公式(12)和(13)可以发现，本专利所述的混合模数变换器电路的ΔVo较低，这是因为ΔVo_MAD与
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000097
成比例，而非连续导通降压式变换电路(DCM Buck电路)的波纹电压ΔVo_BUCK与1/fsw成比例。此外公式(12)的系数比公式(13) 的系数小。
非连续导通降压式变换电路(DCM Buck电路)以及本实施例中的混合模数变换器变换器在输出纹波ΔVo大小的对比如仿真实验所得图形如图4所示。其中，采用参数如下P＝1000W,E＝400V,Vo＝200V.混合模数变换器中L1＝L2＝ 1μH,C1＝C2＝CL＝20μF；非连续导通降压式变换电路中Ltotal＝2μH,且Ctotal＝ 60μF。
实施例3与实施例2基本相同，差异之处在于：负载组件部分等效电容CL未限定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus。由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000101
令NCbus＝CL，此时电容总体积最小，得出所需最小 CL：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000102
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo为负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波给定的上限值；fsw为电路开关频率；L为负载组件部分等效电感。
实施例4.混合模数变换器电路，包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
所述数字变换器包括通过导线与电源的输入端及输出端相连接的元件复用器，元件复用器包括N个串联布置的供电电容，所述模拟转换器包括该元件复用器，且该元件复用器中每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中至少一根放电导线上设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通。每个供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000111
其中Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压纹波；fsw是电路开关频率；L 为负载组件部分等效电感；
该混合模数变换器电路的电路图如附图5所示：电容C1-CN串联形成N：1 的分压器，同时也作为直流母线的电容。不同工作阶段的等效电路如附图6所示，波形如图7所示。
与上述中实施例2的基于降压变化器的混合模数变换器电路类似，调制指数M和ΔVo分别取决于充电、放电回路。对与一个分压器而言，M＝1/N；图3和图7的主要区别是图7中波纹频率是Nfsw且直流母线电容Cbus的放电电流为 (Io-Is)。因此，本实施例的混合模数变换器电路的电路图中的ΔVo可由公式(14) 推导得出：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000112
公式(14)的准确性可通过仿真分析得到验证。而且，来自电源的电压/电流和来自负载的电压与电流(例如，E，is(t),vL(t),iL(t))没有方波，具体见图7。所以，波纹功率非常小，因此仅需要很小的低通滤波器。
实施例5与实施例4基本相同，差异之处在于：负载组件部分等效电容CL未限定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus。由下式计算：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000113
令NCbus＝CL，电容总体积最小，得出所需最小CL：
Figure DEST_PATH_GDA0002602365470000114
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo为负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波；fsw为电路开关频率。
上述的实施例仅例示性说明本发明创造的原理及其功效，以及部分运用的实施例，而非用于限制本实用新型；应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型创造构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本实用新型的保护范围。

Claims (8)

1.一种混合模数变换器电路，其特征在于：包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
模拟转换器包括若干供电电容，每个供电电容两端都分别通过充电导线与数字变换器的输入端及输出端相连接，其中至少一根充电导线上设有充电开关；每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中至少一根放电导线上设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通，不与负载组件处于连接状态的供电电容通过闭合相应的充电开关轮流与数字变换器接通。
2.如权利要求1所述的一种混合模数变换器电路，其特征在于：其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
当负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_FDA0002679346270000011
其中Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压纹波给定的上限值；fsw是电路开关频率；
当负载组件部分等效电容CL未限定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus；由下式计算：
Figure DEST_PATH_FDA0002679346270000012
令NCbus＝CL，得出所需最小CL：
Figure DEST_PATH_FDA0002679346270000013
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔV o为负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波给定的上限值；fsw为电路开关频率。
3.如权利要求1所述的一种混合模数变换器电路，其特征在于：所述数字变换器为DC/DC变换器。
4.如权利要求3所述的一种混合模数变换器电路，其特征在于：所述数字变换器为降压变换器或者升压变换器或者谐振变换器。
5.如权利要求1-4中任一项所述的一种混合模数变换器电路，其特征在于：每个供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
6.一种混合模数变换器电路，其特征在于：包括电源以及与电源相连接的数字变换器，数字变换器的输入端及输出端间连接有模拟转换器，模拟转换器与负载组件相连接；
所述数字变换器包括通过导线与电源的输入端及输出端相连接的元件复用器，元件复用器包括若干串联布置的供电电容，所述模拟转换器包括该元件复用器，且该元件复用器中每个供电电容两端都分别通过放电导线与负载组件的输入端及输出端相连接，其中至少一根放电导线上设有放电开关；负载组件工作时通过闭合相应的放电开关轮流与各个供电电容接通。
7.如权利要求6所述的一种混合模数变换器电路，其特征在于：其中，负载组件等效为并联设置的负载电容CL和负载电阻RL以及与并联后的两者串联的负载电感L；
当负载组件部分等效电容CL已给定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_FDA0002679346270000021
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo是负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波给定的上限值；fsw是开关频率；
当负载组件部分等效电容CL未限定，供电电容的最小电容值C1,C2,…CN等于直流母线电容值Cbus，由下式计算：
Figure DEST_PATH_FDA0002679346270000031
令NCbus＝CL，得出：
Figure DEST_PATH_FDA0002679346270000032
其中N为供电电容数量，Io是负载组件部分等效电阻RL上的输出电流；Vo是负载组件部分等效电阻RL上的输出电压；ΔVo负载组件部分等效电阻RL上输出电压纹波给定的上限值；fsw开关频率。
8.如权利要求7所述的一种混合模数变换器电路，其特征在于：每个供电电容充电时间与放电时间均为电路开关周期Tsw/供电电容数量N。
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