CN210536999U - 可调电阻、芯片、电路系统、电流纹波消除电路和线电压补偿电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开一种可调电阻、芯片、电路系统、电流纹波消除电路和线电压补偿电路，该可调电阻包括至少一阻抗调节模块，所述阻抗调节模块包括：可调阻性器件和调节子模块，调节子模块可基于负载侧的检测信号生成一调节信号至所述可调阻性器件，调节所述负载所在线路上的可调阻性器件的阻值；其中，所调节的阻值与所述负载的供电信号呈反向变化。如此，可使得可调电阻具有阻值范围宽且阻值变化平缓的技术特点，满足负载电路的控制要求。

Description

可调电阻、芯片、电路系统、电流纹波消除电路和线电压补偿 电路

技术领域

本申请涉及电路技术领域，特别是涉及一种可调电阻、芯片、电路系统、电流纹波消除电路和线电压补偿电路。

背景技术

LED(Light Emitting Diode，发光二极管)由于具有工作电压很低、工作电流很小、抗冲击和抗震性能好、可靠性高寿命长、易于调光等多种特性，在照明、显示器、指示灯等多个领域广泛应用。然而LED器件对驱动电源具有近乎苛刻的要求，例如为了确保LED在应用中反映出相应的特性，LED驱动电源需在效率转换、有效功率、恒流精度、电源寿命、电磁兼容等方面具有非常高的要求。

以应用于LED照明系统的LED调光控制电路为例，调光深度的表现成为考量所述LED 调光供电系统优劣的重要性能指标之一，调光深度越深，所述LED调光系统的性能越好。一般地，LED调光控制电路的工作原理大致可包括：通过检测电阻检测流过LED灯的电流，将检测电阻检测到的电流信号反馈至相应的控制单元，由控制单元据此输出控制信号至例如功率器件以控制其通断，从而控制输出给LED灯的恒定电流。不过，在该LED调光控制电路中，用于实现电流检测的检测电阻多为固定值，这样的设计，在调光应用时，由于检测电阻阻值固定，当调光深度很深时，特别是调光的电流接近于零时，检测电阻上的电压很小，去电流纹波芯片内部较难准确控制，就失去消除电流纹波功能。在可控硅调光应用中，还有一个问题是调光到底端，因为可控硅调光器的导通角的抖动等问题会造成LED灯的闪烁或抖动，消除电流纹波芯片在可控硅调光应用时，不光要能消除工频电流纹波，还要有效消除更低频率的低端抖动问题。

发明内容

本申请的目的在于提供一种可调电阻、电流纹波消除电路、线电压补偿电路、芯片及电路系统，用于解决相关技术中存在的诸多缺失。

为实现上述目的及其他相关目的，本申请的第一方面公开一种电可调电阻，包括至少一阻抗调节模块，所述阻抗调节模块包括：

可调阻性器件，接入负载所在线路；

调节子模块，与所述可调阻性器件连接，用于基于所述负载侧的检测信号生成一调节信号至所述可调阻性器件，调节所述负载所在线路上的可调阻性器件的阻值；其中，所调节的阻值与所述负载的供电信号呈反向变化。

在本申请的第一方面的某些实施方式中，所述阻抗调节模块的数量为多个，多个所述阻抗调节模块相互并联。

在本申请的第一方面的某些实施方式中，多个所述阻抗调节模块之间具备不同的调节参数。

在本申请的第一方面的某些实施方式中，所述可调阻性器件为MOS晶体管。

在本申请的第一方面的某些实施方式中，所述可调电阻还包括与至少一阻抗调节模块中的可调阻性器件并联的电阻。

在本申请的第一方面的某些实施方式中，所述可调阻性器件包括多个并联的电阻；所述调节子模块为线路选通模块，用于选通所述可调阻性器件中的一个或多个电阻。

在本申请的第一方面的某些实施方式中，所述可调电阻接入电流纹波消除电路或线电压补偿电路中。

本申请的第二方面公开一种电流纹波消除电路，包括：

纹波消除单元，接入负载所在线路，用于基于所述负载侧的供电信号生成一检测信号，根据所述检测信号执行第一操作以消除所述供电信号中的纹波信号；

采样单元，包括如前所述的可调电阻，接入负载所在线路并与所述纹波消除单元连接，用于基于所述检测信号调节所述负载所在线路的阻抗。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述纹波消除单元包括：

第一检测模块，与所述负载连接，用于从所述负载的供电信号获取第一采样信号，并基于第一参考信号对获取的第一采样信号进行检测处理，并生成所述检测信号；

纹波消除模块，接入所述负载所在线路并与所述第一检测模块相连，用于获取反映所述供电信号的第二采样信号，基于所述检测信号与第二采样信号调节所述供电信号，以在执行所述第一操作期间消除流经负载中的纹波信号。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述第一检测模块包括：低通滤波器，用于基于所述第一参考信号对所述第一采样信号进行低通滤波处理并输出所述检测信号。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述低通滤波器包括：放大器，用于对接收的所述第一采样信号进行放大；滤波电容，与所述放大器连接，用于对所述比较器输出的第一采样信号进行滤波，生成所述检测信号。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述低通滤波器包括：比较器，用于接收所述第一采样信号，并与所述第一参考信号进行比较以输出对应比较结果的逻辑信号；计数器，与所述比较器连接，用于计数所述逻辑信号并输出一数字控制信号；数模转换器，与所述计数器连接，用于对所述数字控制信号进行数模转换，生成所述检测信号。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述低通滤波器包括：差分积分器，用于根据反馈得到的差分积分信号，将所述第一采样信号与所述第一参考信号进行全差分积分处理，并输出1位数字的差分积分信号；数模转换器，与所述差分积分器相连，用于将所述差分积分信号进行累计计数并转换成所述检测信号。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述第一参考信号是从纹波消除模块反馈得到的、或为设定值。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述纹波消除模块包括：信号预处理子模块，与所述第一检测模块相连并获取所述第二采样信号，用于生成所述检测信号和所述第二采样信号之间的误差信号；信号消除子模块，与所述信号预处理子模块相连并接入负载所在线路，用于根据在执行所述第一操作期间所产生的误差信号消除流经负载的纹波信号。

在本申请的第二方面的某些实施方式中，所述电流纹波消除电路还包括：调节单元，与所述纹波消除单元相连，用于检测所述负载侧的供电信号并根据一调节响应条件生成调节控制信号，基于所述调节控制信号控制所述纹波消除单元执行所述第一操作、或执行一第二操作、或在所述第一操作和第二操作之间进行调整；其中，所述第一操作不同于第二操作。

本申请的第三方面公开一种线电压补偿电路，包括：

线电压补偿单元，接收反映母线电压的信号，并根据所述信号和预设的一基准电压和至少一个参考电压输出检测信号；

驱动单元，连接所述线电压补偿单元和负载，用于将接收的检测信号及所述负载的跟随电压进行耦合以驱动所述负载；

采样单元，包括如前所述的可调电阻，与所述线电压补偿单元和所述驱动单元连接，用于基于所述检测信号调节所述负载所在线路的阻抗。

本申请的第四方面公开一种芯片，包括如前所述的电流纹波消除电路。

本申请的第五方面公开一种芯片，包括如前所述的线电压补偿电路。

本申请的第六方面公开一种电路系统，包括：负载；如前所述的电流纹波消除电路，接入所述负载所在线路；滤波电容，与所述负载和电流纹波消除电路的串联电路并联连接。

在本申请的第六方面的某些实施方式中，所述负载为LED灯。

本申请的第七方面公开一种电路系统，包括：负载；如前所述的线电压补偿电路，接入所述负载所在线路；滤波电容，与所述负载并联连接。

在本申请的第七方面的某些实施方式中，所述负载为LED灯。

如上所述，本申请的可调电阻、电流纹波消除电路、线电压补偿电路、芯片及电路系统，具有以下有益效果：检测负载侧的检测信号并基于所述检测信号调节负载所在线路上的可调电阻的阻值，如此，可应用于电流纹波消除技术中，不仅能消除常规的工频纹波，更可避免阻抗过低及输出电压过低，实现在可控硅调光应时能有效消除低频率的低端抖动问题，提高了驱动电路的稳定性，或者，可应用于线电压补偿技术中，可获得较好的输入功率线性调整率和LED负载的电流线性调整率。

附图说明

图1显示为可调电阻在一实施方式中的结构示意图。

图2显示为电流纹波消除电路在一实施方式中的框架示意图。

图3显示为纹波消除单元在该实施方式中的结构示意图。

图4显示为低通滤波器在一实施方式中的电路结构示意图。

图5显示为低通滤波器在一实施方式中的电路结构示意图。

图6显示为低通滤波器在一实施方式中的电路结构示意图。

图7显示为低通滤波器中差分积分器在一实施例中的结构示意图。

图8显示为低通滤波器中数模转换器的结构示意图。

图9显示为纹波消除模块在一实施方式中的电路结构示意图。

图10显示为电流纹波消除电路中采样单元(包含可调电阻)的结构示意图。

图11显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图12显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图13显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图14显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图15显示为图14中可调电阻的电路结构各个MOS管的阻抗变化图与图11中可调电阻中单个MOS管的阻抗变化图。

图16显示为采样单元在一实施方式中的电路结构示意图。

图17显示为纹波消除模块在一实施方式中的电路结构示意图。

图18显示为电流纹波消除电路在一实施方式中的电路结构示意图。

图19显示为电流纹波电路中调节单元的电路结构示意图。

图20显示为电路系统在一实施方式中的结构示意图。

图21显示为电路系统在一实施方式中的结构示意图。

图22显示为电流纹波消除方法在一实施方式中的流程图。

图23显示为线电压补偿电路接入母线电路在一实施方式中的结构示意图。

图24显示为驱动单元在一实施方式中的结构示意图。

图25显示为线电压补偿电路中采样单元的结构示意图。

图26显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图27显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图28显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。

图29显示为电路系统在一实施方式中的结构示意图。

图30显示为线电压补偿方法的流程图。

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本申请的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本申请的其他优点及功效。

在下述描述中，参考附图，附图描述了本申请的若干实施例。应当理解，还可使用其他实施例，并且可以在不背离本公开的精神和范围的情况下进行机械组成、结构、电气以及操作上的改变。下面的详细描述不应该被认为是限制性的，并且本申请的实施例的范围仅由公布的专利的权利要求书所限定。这里使用的术语仅是为了描述特定实施例，而并非旨在限制本申请。空间相关的术语，例如“上”、“下”、“左”、“右”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，可在文中使用以便于说明图中所示的一个元件或特征与另一元件或特征的关系。

虽然在一些实例中术语第一、第二等在本文中用来描述各种元件，但是这些元件不应当被这些术语限制。这些术语仅用来将一个元件与另一个元件进行区分。例如，第一预设阈值可以被称作第二预设阈值，并且类似地，第二预设阈值可以被称作第一预设阈值，而不脱离各种所描述的实施例的范围。第一预设阈值和预设阈值均是在描述一个阈值，但是除非上下文以其他方式明确指出，否则它们不是同一个预设阈值。相似的情况还包括第一音量与第二音量。

再者，如同在本文中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文中有相反的指示。应当进一步理解，术语“包含”、“包括”表明存在所述的特征、步骤、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组，但不排除一个或多个其他特征、步骤、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组的存在、出现或添加。此处使用的术语“或”和“和/或”被解释为包括性的，或意味着任一个或任何组合。因此，“A、B或C”或者“A、 B和/或C”意味着“以下任一个：A；B；C；A和B；A和C；B和C；A、B和C”。仅当元件、功能、步骤或操作的组合在某些方式下内在地互相排斥时，才会出现该定义的例外。

本申请公开一种可调电阻以能根据负载侧的检测信号而调节阻值，实现阻值的变化更为趋缓，满足负载电路的控制要求。

请参阅图1，显示为可调电阻在一实施方式中的结构示意图。如图1所示，可调电阻包括至少一阻抗调节模块，其中的每一个阻抗调节模块包括：可调阻性器件311和调节子模块 313。

调节子模块313接入负载10所在线路，用于基于负载侧的检测信号生成一调节信号。在此，调节信号用于调节可调阻性器件311的阻值，以使得当供电信号变大或变小时向可调阻性器件311输出使其阻值反向变化的控制信号。其中，根据可调阻性器件311的选择和电路结构设计需要，调节子模块313具有调节参数，通过调节参数对接收的信号进行信号处理。例如，可采用将接收的信号进行正向放大(或正向缩小、或反向放大、或反向缩小)的方式来生成调节信号。对应地，调节信号可为模拟信号或经编码后的数字信号。

可调阻性器件311与调节子模块313相连并接入负载所在线路，用于根据调节子模块313 输出的调节信号而调节阻值；其中，所调节的阻值与负载的供电信号呈反向变化。其中，可调阻性器件包含控制端，用以获得调节信号。

在一些具体示例中，调节子模块包含放大器，放大器可产生一放大系数，放大器可将接收的信号与一放大系数相乘后输出调节信号。而可调阻性器件包含功率管，放大器将检测信号放大后作为调节信号输出至可调阻性器件中的功率管栅极，功率管的漏极和源极接入负载所在线路。

在一些具体示例中，可调电阻包含至少一个阻抗调节模块以及一阻值固定的电阻，其中，阻抗调节模块包括调节子模块和可调阻性器件，各个可调阻性器件和该电阻为并联，且并联后接入纹波消除模块的第二接入端和电压地之间。

在一些具体示例中，可调阻性器件包括多个并联的电阻，调节子模块为线路选通模块，用于选通可调阻性器件中的一个或多个电阻。

本申请公开的可调电阻应用广泛，例如，在某些实施例中，可调电阻可应用于电流纹波消除电路中，利用可调电阻能根据检测信号来调节负载侧的阻抗，保证可调电阻上的电压在任何输出电流时都不会太低，从而避免输出电压过低，不能有效消除电流纹波或者因数字量化误差相对太大造成电流纹波大等问题，并且可调电阻的变化平缓，使得在各种调光深度都满足纹波需求。

在相关的负载驱动技术中，高功率因素的驱动电路所输出的供电信号中多含有工频纹波的成分，使得流经负载的电流中包含工频纹波成分，造成负载频闪。例如，包含工频纹波的LED灯可引起人眼不适。

有鉴于此，本申请公开一种电流纹波消除电路，电流纹波消除电路包括纹波消除单元和可调电阻，其中，纹波消除单元能通过检测负载侧的供电信号并生成检测信号并根据检测信号消除供电信号中的纹波信号，可调电阻则能根据检测信号来调节阻值，避免负载侧的阻抗过低及输出电压过低，适用于深度调光应用。

其中，负载可以由单一的负载器件构成的负载电路，或由多个负载器件构成的负载电路。

该多个负载器件可串联、并联、或基于串联和并联而构成的混合电路。负载的电流输入端和电流输出端接入一线路中并构成通电回路，该负载所接入的线路即为电流纹波消除电路所接入的线路。其中，从负载侧来说，负载包含由至少一个负载器件构成的负载电路；其中，若包含多个负载器件，则多个负载器件可为串联、或并联、或串并混合连接。从供电侧来说，驱动电路可向至少一个负载提供直流供电。以按照上述任一连接结构所构成的负载为一个负载单元为例，电流纹波消除电路可接入为一个负载单元提供供电的线路中，或者电流纹波消除电路可接入向多个负载单元所共同供电的线路中。电流纹波消除电路消除流经负载的供电电流中的纹波信号。

请参阅图2，显示为电流纹波消除电路在一实施方式中的框架示意图。其中，电流纹波消除电路2与负载10串联，电流纹波消除电路2和负载10的串联部分与一滤波电路11并联，并联后得到的电路结构接入供电母线以获得包含纹波信号的供电信号。其中，滤波电路11包含电容。当供电信号的电压升高时，滤波电路11中的电容储存电能以抑制负载一侧电压升高；当供电信号的电压降低时，滤波电路11中的电容释放电能以抑制负载同一侧电压降低。其中，电流纹波消除电路2包括纹波消除单元21和采样单元22。

纹波消除单元接入负载所在线路中，用于基于负载的供电信号生成检测信号，并根据检测信号消除或削弱流经负载的纹波信号。其中，纹波信号是由交流电的固有波形而引起的，纹波信号的频率与交流电的工频频率相关，根据市面上常用的交流电的工频频率(50Hz至 60Hz)，纹波信号的频率大多在100Hz至120Hz之间。长期使用带有频闪的LED灯源，会引起视觉疲劳，影响人眼健康。为此，纹波消除单元通过选取电器件的参数，以及通过藉由电器件而构建的电路结构的特征来消除频率在此区间的纹波信号。例如，纹波消除单元包含用于容许纹波信号通过的低通滤波器，并通过检测经由低通滤波器所输出的电信号来生成与纹波信号的变化方向相反的补偿信号，并输出至负载所在线路，由此实现对供电信号中纹波信号的消除作用。

当纹波消除单元中的电器件的参数或电路结构被受控调整时，可出现无法有效抵消纹波信号的情况，即纹波消除单元保留了部分的甚至全部纹波信号。例如，通过调整低通滤波器的滤波频率，使得低通滤波器未能有效滤除纹波信号，使得部分纹波信号得以保留，由此所生成的补偿信号无法消除供电信号中的纹波信号，为此我们称为纹波消除单元在运行期间保留了部分的甚至全部纹波信号。

若利用示波器等波形检测设备进行检测可见，经由纹波消除单元的纹波消除处理后流经负载的供电信号中纹波信号被明显消除，相对于负载所在线路中未配置纹波消除单元的情况来说，纹波消除单元消除了纹波信号。若利用示波器等波形检测设备进行检测可见，在调整了纹波消除单元中电器件的参数或电路结构后，在视觉上，经纹波消除单元纹波处理后的供电信号中纹波信号虽略有消除但未能被明显消除，甚至与未配置纹波消除单元时的电流波形在视觉上无异，则表示经调整后的纹波消除单元仅削弱了纹波信号，又称保留了部分的甚至全部的纹波信号。其中，当纹波消除单元削弱纹波信号期间，纹波消除单元提供了快速的环路反应，换言之，纹波消除单元所输出的消除电信号跟随了供电信号的波形变化，使得该消除电信号未能提供与纹波信号的波形变化相反、且幅值相当的消除信号，使得纹波消除单元所输出的电信号不抵触(比如削弱或跟随)流经负载电流中的纹波信号。在此，削弱包含纹波消除单元输出了与纹波信号的波形变化相反但幅值小于纹波信号的消除信号的情况，也包含纹波消除单元所输出的消除信号无法消除纹波信号的情况。

为了在负载启动时或在供电信号被动态调大或调小期间，纹波消除单元不抵触供电信号的快速变化，进而减少在纹波消除单元重新建立适配纹波消除过程期间产生的电流过冲或下冲现象，纹波消除单元受一调节控制信号的控制，在纹波消除单元执行第一操作和第二操作之间进行调整。在此，纹波消除单元中包含可供调节的器件或器件组件，例如，提供可供调节的电阻，以便在执行第二操作期间输入纹波消除单元的输入信号的电压或电流无法达到使得纹波消除单元执行第一操作的门限，该门限可由纹波消除单元中半导体器件的工作电压或工作电流来表示，或者由参考电压或参考电流来表示。又如，提供可供调节的调节控制信号，对应的，纹波消除单元中包含依据调节控制信号来执行第一操作的电器件或器件组件，其中，该调节控制信号可使得纹波消除单元处于第二操作或第一操作的工作状态。其中，第一操作为纹波消除单元执行的一种用于消除电流纹波的操作，第二操作为纹波消除单元执行的一种用于削弱或抑制电流纹波的操作。

在一些实施方式中，纹波消除单元包括：第一检测模块和纹波消除模块。其中，第一检测模块为基于调节控制信号的控制调整其检测操作，由此使得纹波消除模块在执行第二操作和第一操作之间调整。

第一检测模块与负载连接，用于从负载的供电信号获取第一采样信号，并在调节控制信号的控制下，基于第一参考信号对所获取的第一采样信号进行检测处理，并生成检测信号。

在此，以负载为一整体电路而言，第一检测模块可接入负载整体的输入端或输出端。例如，负载可例如为LED灯组，其可有一个LED灯或多个LED灯组成，第一检测模块可接入LED灯组的整体的输入端或输出端。第一检测模块还可以接入负载整体中某一负载器件的输入端或输出端。例如，负载为LED灯组，第一检测模块可接入LED灯组中某一发光二极管的输入端或输出端。第一检测模块通过电连接负载来获取负载的供电信号。

在此，在一些示例中，请参阅图3，显示为纹波消除单元在该实施方式中的结构示意图，其中，第一检测模块211可通过导线连接负载以得到第一采样信号Drain。在又一些示例中，第一检测模块211通过采样单元(未予图示)连接负载，以得到第一采样信号Drain，其中，采样单元包括采样电阻，该采样电阻配置在用于采样供电信号的分压电路或分流电路中。根据第一检测模块211所设计的检测方式，采样单元中还可以包含用于将电流信号转电压信号的转换模块。例如，第一检测模块采用电压检测方式，转换模块将分流电路中所采集到的电流信号转换成电压信号，该电压信号作为第一采样信号Drain。

在此，第一检测模块包含可受调节控制信号调整的电器件(组)。如图3所示，第一检测模块211在调节控制信号的控制下，基于第一参考信号Ref对所获取的第一采样信号Drain 进行检测处理，并生成检测信号COMP。

其中，根据调节控制信号所表达的时长、幅值、逻辑等信息，第一检测模块需适配设置受控调整的电器件(组)。以纹波消除单元执行第一操作为例，在调节控制信号的控制下第一检测模块以第一参考信号为滤波的基准信号，将第一采样信号进行检测处理，以得到检测信号。检测信号用于反映供电信号相对于第一参考信号的电压偏差在一时隙内积累的变化。通过提供与纹波信号频率相匹配的时隙间隔和时隙时长，该积累操作实现了供电信号中的纹波信号被进行滤除处理。在供电信号的电压幅度变化不大的情况下，该检测信号的电压基本不变，或者说该检测信号的变化幅度不影响对纹波信号的消除操作。以纹波消除单元执行第二操作为例，在调节控制信号的控制下，第一检测模块所输出的检测信号无法反映上述积累变化，例如所输出的检测信号的电压维持在执行第二操作之前一时隙的电压值，又如所输出的检测信号的电压维持在执行第二操作之后一时隙的电压值，如此使得与第一检测模块相邻的纹波消除模块无法基于检测信号执行第一操作。

在一些示例中，第一检测模块包括受调节控制信号调整的低通滤波器。其中，低通滤波器在调节控制信号的控制下，基于第一参考信号对第一采样信号进行滤波处理并输出检测信号。

其中，第一参考信号为提供一固定参考电压V_ref的信号。第一参考信号还可以是自纹波消除模块获取的反馈信号，例如，将纹波消除模块中产生的GATE信号作为第一参考信号，其中GATE信号用于产生消除纹波信号的消除信号。

在此，低通滤波器包含依据调节控制信号而调整低通滤波效果的可调器件(组)。其中，为了便于电路集成，低通滤波器包含用于实现低通滤波的数字电路，调节控制信号为一种时钟信号或一系列逻辑信号。例如，调节控制信号为时钟信号，低通滤波器依据时钟信号所提供的时隙并基于第一参考信号，对第一采样信号进行滤波处理并输出检测信号。

带有低频纹波的电流输入到输入电容C1和LED负载中，消除电流纹波芯片Chip通过调节Drain端电压，控制Drain端和CS端之间的压差的平均值为某一恒定值(Drain端与地端之间设有滤波电阻R1，CS端与地端之间设有滤波电阻Rcs)，Drain端和CS端之间的压差和内部参考电压Ref作为芯片内部的误差放大器EA的两个输入，误差放大器EA的COMP 输出端接滤波电容C2，作为用于控制LED负载电流的控制信号，因为COMP输出端的电压变化很慢，一个工频周期内可以认为不变，所以受控于COMP输出端的LED负载电流在一个工频周期内也基本不变，使得LED负载的平均电流保持稳定，稳定在输入电流的平均值。当输入电流大于平均值时，多余的电流对输入电容C1充电，当输入电流低于平均值时，输入电容C1对LED负载放电补充不足的电流部分，从而保持LED负载内平均电流稳定。

在一些具体示例中，请参阅图4，显示为低通滤波器在一实施方式中的电路结构示意图。低通滤波器包括：放大器321和滤波电容323。

其中，放大器321用于对接收的第一采样信号进行放大，即，放大器321接收第一采样信号，并将第一采样信号与一参考信号进行比较后进行放大后输出放大信号。其中，为简化电路结构，第一采样信号和参考信号均为电压信号；其中，依据前述任一方式所设置的参考信号，其所提供的电压作为基准电压。具体地，在本实施例中，如图4所示，放大器321可例如为误差放大器，误差放大器的第一输入端与负载输出端连接以接收第一采样信号Drain，其电压标记为V_Drain，误差放大器的第二输入端用于接收一参考信号Ref，其电压标记为V_ref，误差放大器将接收的第一采样信号V_Drain和参考信号V_ref进行比较，并将两者的差值信号予以放大后输出一误差放大信号，其电压标记为V_COMP。

滤波电容323与放大器321连接，用于对放大器321输出的放大信号信号进行滤波，生成检测信号。在本实施例中，为消除工频纹波，一般情况下需要一个1/10至1/4低频纹波频率带宽的环路，实现这种低带宽的方法是加一个大的滤波电容。具体地，如图4所示，利用滤波电容323可对放大器输出的放大信号进行低通滤波，生成检测信号COMP。

不过，值得注意的是，在图4所示的实施方式中，由于滤波电容的电容量较大，其无法被集成在专用的消除电流纹波芯片中，这不仅增加了整个驱动电路的尺寸以及整个应用成本的增加(例如滤波电容的成本)，还增加了电路外接的不稳定风险(例如失效率的增加)等。

另外，在可控硅调光应用中，因为可控硅调光器的导通角的抖动等问题会造成LED负载的闪烁或抖动，消除电流纹波芯片在可控硅调光应用时，不光要能消除工频电流纹波，还要有效消除更低频率的低端抖动问题，这就需要更低的环路带宽，这就要求滤波电容得更大，这无疑进一步增加了整个驱动电路的尺寸，特别是整个应用成本的上升。

在一些具体示例中，请参阅图5，显示为低通滤波器在一实施方式中的电路结构示意图。低通滤波器包括：比较器331、计数器333、以及数模转换器335。

其中，比较器331用于接收第一采样信号，并将第一采样信号与第一参考信号进行比较以输出对应比较结果的逻辑信号。其中，为简化电路结构，第一采样信号和第一参考信号均为电压信号；其中，依据前述任一方式所设置的第一参考信号，其所提供的电压作为基准电压。逻辑信号可包括：在第一采样信号的电压大于等于基准电压时输出第一逻辑信号，以及，在第一采样信号的电压小于基准电压时输出第二逻辑信号。具体地，在本实施例中，如图5 所示，比较器331可例如为电压比较器，比较器331的正相输入端与负载输出端连接以接收第一采样信号Drain，其电压标记为V_Drain，比较器331的反相输入端接收一预设的基准电压 V_{d_th}(或称为V_ref)。在实际应用中，比较器331将接收到的第一采样信号的电压V_Drain与基准电压V_{d_th}进行比较，并根据比较结果而输出相应的逻辑信号。例如，比较器331根据比较结果而输出相应的逻辑信号具体包括：当第一采样信号的电压V_Drain是大于等于基准电压V_{d_th}时，则输出高电平的第一逻辑信号(简称高电平逻辑信号，该高电平逻辑信号可例如输出“1”)；当第一采样信号的电压V_Drain是小于基准电压V_{d_th}时，则输出低电平的第二逻辑信号(简称低电平逻辑信号，该低电平逻辑信号可例如输出“0”)。当然，上述比较器对第一采样信号的电压V_Drain与基准电压V_{d_th}的比较方式仅为示例性说明，并非用以限制本申请的权利保护范围，例如，在其他实施例中，比较器的反相输入端与负载的输出端连接以接收第一采样信号的电压V_Drain，比较器的正相输入端接收一预设的基准电压V_{d_th}，这样，当第一采样信号的电压V_Drain是大于等于基准电压V_{d_th}时，则输出低电平的第一逻辑信号(简称低电平逻辑信号，该低电平逻辑信号可例如输出“0”)；当第一采样信号的电压V_Drain是小于基准电压V_{d_th}时，则输出高电平的第二逻辑信号(简称高电平逻辑信号，该高电平逻辑信号可例如输出“1”)。本质上，利用比较器将第一采样信号的电压V_Drain与基准电压V_{d_th}进行比较并根据两者的比较结果而输出相应的逻辑信号其实就是将第一采样信号转换为数字信号以进行低通滤波的一个重要器件。

计数器333与比较器331连接，用于计数逻辑信号并输出一数字控制信号。具体地，在本实施例中，如图5所示，计数器333与作为比较器331的电压比较器连接，用于在接收到作为比较器331的电压比较器输出的为高电平逻辑信号时进行加计数以及在接收到电压比较器输出的为低电平逻辑信号时进行减计数。当然，上述计数器对高电平逻辑信号进行加计数以及对低电平逻辑信号进行减计数仅为示例性说明，并非用以限制本申请的权利保护范围，例如，在其他实施例中，计数器也可以采用对高电平逻辑信号进行减计数以及对低电平逻辑信号进行加计数的计数方式。

另外，计数器是根据输出的高电平逻辑信号进行加计数及根据输出的低电平逻辑信号进行减计数，其中，加计数的持续时间是与高电平逻辑信号的持续时长呈正相关，减计数的持续时间是与低电平逻辑信号的持续时长呈正相关，因此，通过计数器所生成的数字控制信号的占空比是正比于高电平逻辑信号的持续时长与低电平逻辑信号的持续时长的比值，即，若高电平逻辑信号的持续时长与低电平逻辑信号的持续时长的比值越大，那么计数器生成的数字控制信号的占空比就越高。

数模转换器335与计数器333连接，用于对数字控制信号进行数模转换，生成检测信号。具体地，在本实施例中，如图5所示，数模转换器335将计数器333进行加计数和减计数后输出的数字控制信号进行数模转换，生成检测信号COMP，其电压标记为V_COMP。

基于上述低通滤波器的示例，可作为本申请低通滤波器的器件(组)还可包含本公司申请的公开号为CN107426880A的技术方案，其中，本示例中所提及的比较器可对应于该方案中的电压比较模块，本示例中所提及的计数器可对应于该方案中的计数模块，以及本示例中所提及的数模转换器可对应于该方案中的数模转换模块。故而，该技术方案中所涉及的全部示例被引入本申请中，以供描述低通滤波器的实施方式。

其中，为使低通滤波器受调节控制信号控制，上述任一示例的计数器按照调节控制信号所提供的单位时长执行计数操作。在此，调节控制信号为一种时钟信号，可通过调节时钟信号的频率、和/或占空比等控制计数器执行计数的时间间隔。在调节控制信号的控制下，当纹波消除单元执行第一操作期间，调节控制信号被配置为对应消除纹波信号频率的时钟信号，例如根据公开号为CN107426880A中所提及的方案可知，调节控制信号的占空比在1:1至 200:1，计数器在调节控制信号的时隙控制下执行计数操作，所得到的计数数值为低通滤波后的数字信号。当纹波消除单元执行第二操作期间，例如，调节控制信号被配置为未予对应消除纹波信号频率的时钟信号，计数器在调节控制信号的时隙控制下执行计数操作，由于调节控制信号的频率未予对应于滤除纹波信号的频率，故其未能起到滤除纹波信号的作用，如此使得经低通滤波处理后的检测信号中保留至少部分纹波信号，如保留了幅值较低的纹波信号，进而导致纹波消除模块无法依据该检测信号来消除供电信号中的纹波信号。又如，调节控制信号被配置为持续低电平信号、或者持续高电平信号，计数器在调节控制信号的控制下无法进行计数操作，故而持续输出接收到该调节控制信号之前时隙所产生的计数值，或接收到该调节控制信号时所产生的计数值，鉴于此，低通滤波器也未能起到滤除纹波信号的作用，如此使得后续的纹波消除模块无法依据该检测信号来消除供电信号中的纹波信号。

值得注意的是，相对于图4所示的外置大容量滤波电容的实施方式，在图5所示的实施方式中，采用包含比较器331、计数器333、以及数模转换器335的数字化内置集成方案，可省去外置大容量的滤波电容，减小了整个驱动电路的尺寸以及应用成本，电路工作稳定并可降低失效风险，不过，一般地，在利用比较器、计数器、以及数模转换器进行模拟信号—数字信号—模拟信号转换的过程中带来量化误差，因此，在深调光时，调光的电流信号很小，利用数模转换器输出的检测信号的电压V_COMP也很小，当V_COMP很小时，数字化电压信号的量化误差对纹波的影响就比较明显，造成电流纹波增加，去频闪功能失效，甚至引起更低频率的人眼可见的抖动。

在另一些具体示例中，请参阅图6，显示为低通滤波器在一实施方式中的电路结构示意图。低通滤波器包括：差分积分器332、数模转换器334。

其中，差分积分器332用于按照一单位时长而反馈得到的差分积分信号，将第一采样信号与预设第一参考信号进行全差分积分处理，并输出1位数字的差分积分信号。

在此，由于纹波信号的波形包含单调上升部分和单调下降部分，差分积分器332依据 (V_Drain±V_FS)与第一参考电压V_ref的差分积分处理，构建利用前一单位时长的差分积分信号选择利用第一采样信号的电压V_Drain与阶跃电压V_FS、或第一参考电压V_ref与阶跃电压来进行差分处理的电路结构，以及构建将差分处理后的两信号进行积分处理的电路结构，以得到利用高低电平描述的、且按照单位时长输出的1位数字化的差分积分信号。其中，V_Drain为所获取的第一采样信号的电压；V_FS为阶跃电压，其中，阶跃电压可由一内部基准电压提供，或者藉由差分积分信号的高电平电压提供。

在此，由于差分积分器332所输出的差分积分信号为1-bit数字的差分积分信号，其以高低电平方式描述经差分积分处理后所获取的第一采样信号与第一参考电压之间的阶跃变化。例如，当(V_Drain－V_FS)＞V_ref时，差分积分器332输出低电平；当(V_Drain+V_FS)＜V_ref时，差分积分器输出高电平。需要说明的是，差分积分器所输出的1-bit差分积分信号中高低电平所表示的第一采样信号电压与参考电压之间的阶跃关系，应与差分积分器内部电路结构，以及与差分积分器连接的数模转换模块的电路结构相关，而非限定于利用本申请各示例电路结构而产生的差分积分信号的波形形式。

由于所输出的高低电平的差异与所采用的电路器件、内部基准电压等相关，为便于差分积分器中的部分电路器件准确响应反馈的差分积分信号，例如，差分积分器采用以下结构输出差分积分信号。请参阅图7，显示为低通滤波器中差分积分器在一实施例中的结构示意图。差分积分器包括第一信号处理子模块341、第二信号处理子模块342、积分处理子模块343和比较子模块344。在此，第一信号处理子模块341和第二信号处理子模块342构成积分处理子模块343的反馈机制。第一信号处理子模块341和第二信号处理子模块342分别基于反馈的差分积分信号对第一采样信号电压和参考电压进行全差分处理，以供积分处理子模块343 和比较子模块344进行积分处理并输出1-bit差分积分信号，1-bit差分积分信号的波形与数模转换模块的电路结构相关，以便藉由数模转换模块将1-bit差分积分信号转换成能够描述第一采样信号drain经低通滤波处理后的检测信号COMP。

数模转换器334与差分积分器相连，用于按照单位时长将差分积分信号进行累计计数并转换成检测信号。

在此，请参阅图8，显示为低通滤波器中数模转换器的结构示意图。其中，数模转换器包括加减法计数子模块和数模转换子模块。其中，加减法计数子模块对所接收的1-bit差分积分信号SEL进行累计计数。其中，加减法计数子模块为M位输出。在计数期间，加减法计数子模块按照单位时长采样差分积分信号，当所采样的差分积分信号为高电平时，加减法计数子模块执行加法操作，当所采样的差分积分信号为低电平时，加减法计数子模块执行减法操作。每个加法操作或减法操作后的累计数值以M位二进制的数字信号输出至数模转换子模块。数模转换子模块依据所接收的M位二进制二进制数字信号生成对应的电压信号，电压信号即为检测信号COMP。

例如，在第(n+1)个单位时长内，差分积分器的工作过程如下所示，当差分积分器在第 n个单位时长所输出的1-bit差分积分信号SEL为高电平时，第一信号处理子模块341在反相的SEL(即低电平)的控制下，将所获取的第一采样信号与数字地相减并输出第一差分信号。与此同时，第二信号处理子模块342在SEL(即高电平)的控制下，将预设的第一参考电压 V_ref与阶跃电压V_FS相减并输出第二差分信号。第一差分信号和第二差分信号分别输入积分处理子模块343的正输入端和负输入端，经积分处理子模块343中的双输出积分器处理后，若积分处理子模块343的负输出端的电压高于正输出端的电压，经比较子模块344比较输出高电平信号，该高电平信号为反相的SEL信号，利用反相器输出差分积分信号SEL为低电平。若积分处理子模块343的负输出端的电压低于正输出端的电压，经比较子模块344比较输出低电平信号，利用反相器输出差分积分信号SEL为高电平。

以在第(n+2)个单位时长内，且第(n+1)单位时长内所输出的SEL信号为低电平为例，差分积分器的工作过程如下所示，第一信号处理子模块341在反向的SEL(即高电平)的控制下，将所获取的第一采样信号V_Drain与阶跃电压V_FS相减并输出第一差分信号。与此同时，第二信号处理子模块342在SEL(即低电平)的控制下，将预设的参考电压与数字地相减并输出第二差分信号。第一差分信号和第二差分信号分别输入积分处理子模块343的正输入端和负输入端，经积分处理子模块343中的双输出积分器处理后，若积分处理子模块343的负输出端的电压高于正输出端的电压，经比较子模块比较输出高电平信号，该高电平信号为反向的SEL信号，利用反相器输出差分积分信号SEL为低电平。若积分处理子模块343的负输出端的电压低于正输出端的电压，经比较子模块344比较输出低电平信号，利用反相器输出差分积分信号SEL为高电平。

数模转换器中的加减法计数子模块对所接收的1-bit差分积分信号SEL进行累计计数。在计数期间，加减法计数子模块按照单位时长采样差分积分信号，当所采样的差分积分信号为高电平时，加减法计数子模块执行加法操作，当所采样的差分积分信号为低电平时，加减法计数子模块执行减法操作。数模转换子模块依据所接收的M位二进制二进制数字信号生成对应的检测信号COMP。

经过反复执行上述全差分积分处理以及加减累计计数的过程，差分积分器输出1-bit数字的差分积分信号。通过一段时间对第一采样信号的全差分积分处理，如果V_Drain和V_ref的差值接近正满量程，比较器输出中的“1”将明显多于“0”；同样，如果V_Drain和V_ref差值接近负满量程，比较器输出中的“0”将明显多于“1”。如果V_Drain和V_ref接近相等，则“1”和“0”的数量大致相等。

基于上述低通滤波器的示例，可作为本申请低通滤波器的器件(组)还可包含本公司申请的申请号为CN2018343490226的技术方案，其中，本示例中所提及的差分积分器可对应于该方案中的差分积分模块，以及本示例中所提及的数模转换器可对应于该方案中的数模转换模块；此外，本示例中所提及的第一采样信号Drain可对应于该方案中的模拟信号CS(或称为模拟采样信号CS)，本示例中所提及的第一参考信号ref可对应于该方案中的参考信号ref，本示例中所提及的阶跃信号FS可对应于该方案中的阶跃信号FS。故而，该技术方案中所涉及的全部示例被引入本申请中，以供描述低通滤波器的实施方式。

其中，为使低通滤波器受调节控制信号控制，上述任一示例的差分积分器和数模转换器都按照调节控制信号所提供的单位时长执行计数操作。在此，调节控制信号为一种时钟信号，调节单元可通过调节时钟信号的频率、和/或占空比等控制计数器执行计数的时间间隔。其中调节单元调整时钟信号的方式将在后续描述。在调节控制信号的控制下，当纹波消除单元执行第一操作期间，调节控制信号被配置为对应消除纹波信号频率的时钟信号，差分积分器和数模转换器在调节控制信号的时隙控制下执行计数操作，所得到的计数数值为低通滤波后的数字信号。当纹波消除单元执行第二操作期间，例如，调节控制信号被配置为未予对应消除纹波信号频率的时钟信号，计数器在调节控制信号的时隙控制下执行计数操作，由于调节控制信号的频率未予对应于滤除纹波信号的频率，故其未能起到滤除纹波信号的作用，如此使得经低通滤波处理后的检测信号中保留至少部分纹波信号，如保留了幅值较低的纹波信号，进而导致纹波消除模块无法依据该检测信号来消除供电信号中的纹波信号。又如，调节控制信号被配置为持续低电平信号、或者持续高电平信号，差分积分器在调节控制信号的控制下无法提供基于阶跃信号的加、减操作，以及数模转换器在调节控制信号的控制下无法进行计数操作，故而持续输出接收到该调节控制信号之前时隙所产生的计数值，或接收到该调节控制信号时所产生的计数值，鉴于此，低通滤波器也未能起到滤除纹波信号的作用，如此使得后续的纹波消除模块无法依据该检测信号来消除供电信号中的纹波信号。

由上所示，第一检测模块所输出得到检测信号传输至纹波消除模块。为此，纹波消除模块接入负载所在线路且与第一检测模块相连，用于获取反映供电信号的第二采样信号，基于检测信号与第二采样信号调节供电信号，以消除流经负载的纹波信号。

另外，在某些具体示例中，例如，图5和图6所示的低通滤波器的电路结构，低通滤波器包含用于实现低通滤波的数字电路，调节控制信号为一种时钟信号或一系列逻辑信号。由此，可实现这类包含低通滤波器的电流纹波消除单元可集成到芯片中，提高了整个驱动电路的集成度和稳定性，具有成本优势。

在此，纹波消除模块作为向负载所在线路提供消除信号的输出端，其提供了电流纹波消除电路接入负载所在线路的第一接入端和第二接入端。在第一操作中，利用第一接入端和第二接入端，纹波消除模块消除了供电信号中的纹波信号。

其中，第二采样信号可以是第一采样信号，或者来自于第一采样信号的采样位置，或者来自于第一采样信号的采样单元。第二采样信号还可以单独采样自负载所在线路且不同于第一采样信号的采样节点位置。例如，请参阅图9，显示为纹波消除模块在一实施方式中的电路结构示意图，其中，纹波消除模块的第一接入端为Drain端，其可作为获取第一采样信号的采样节点，纹波消除模块的第二接入端为CS端，其可作为获取第二采样信号的采样节点。

以图9所示的示例，第二采样信号通过一采样单元22被纹波消除模块所获得，其中，该采样单元22包含连接在第二接入端CS和电压地之间的电阻。为此，采样单元22将电阻输入端的电压信号作为第二采样信号输出至纹波消除模块212，以供其进行第一操作。

在又一些示例中，有效兼容在深度调节供电信号期间消除纹波信号，用于采样第二采样信号的采样单元基于检测信号调节负载所在线路的阻抗，并输出经调节后的供电信号的第二采样信号。其中，深度调节供电信号期间是指调节供电信号使得当供电信号接近负载工作区间的最大值或最小值时负载仍具有可被人感受到或仪器检测到的工作响应的信号调节期间。其中，采样单元包含可调电阻，以便于提高供电信号的调节深度。其中，在调节期间，可调电阻的阻值变化与供电信号的变化呈反向变化。以负载为LED为例，供电信号由小至大调节以便提高LED光亮，对应地，采样单元中的可调电阻的阻值受控地由大到小调节。

为此，请参阅图10，显示为电流纹波消除电路中采样单元(包含可调电阻)的结构示意图。采样单元包含可调电阻，可调电阻包括一阻抗调节模块，阻抗调节模块更包括调节子模块223和可调阻性器件221。

其中，调节子模块223用于基于负载侧的检测信号生成一调节信号。在此，调节信号用于调节可调阻性器件221的阻值，以使得当供电信号变大或变小时向可调阻性器件221输出使其阻值反向变化的控制信号。其中，根据可调阻性器件221的选择和电路结构设计需要，调节子模块223具有调节参数，通过调节参数对检测信号COMP进行信号处理。例如，可采用将检测信号COMP进行正向放大(或正向缩小、或反向放大、或反向缩小)的方式来生成调节信号。对应地，调节信号可为模拟信号或经编码后的数字信号。

在一些具体示例中，调节子模块包含放大器，放大器可产生一放大系数，放大器接收检测信号COMP，并将检测信号COMP与一放大系数相乘后输出调节信号。

可调阻性器件与调节子模块相连并接入负载所在线路，用于根据调节子模块输出的调节信号而调节阻值；其中，所调节的阻值与负载的供电信号呈反向变化。其中，可调阻性器件包含控制端，用以获得调节信号。

在实际应用中，可调阻性器件的阻值变化范围可从几欧姆直至几千欧姆，从而保证在任何输出电流时，从带有可调阻性器件的采样单元中获得的不会过低，从而避免第一检测模块的输出信号的电压过低而不能有效消除电流纹波或者因数字量化误差相对太大造成电流纹波大等问题，适用于深度调光应用。

在一具体示例中，请参阅图11，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。可调电阻包含一个阻抗调节模块，该阻抗调节模块包括调节子模块和对应调节子模块的可调阻性器件。可调电阻中的调节子模块223包含放大系数为K1的放大器，可调阻性器件221包含功率管，放大器将检测信号放大后作为调节信号输出至可调阻性器件中的功率管栅极，功率管的漏极和源极接入负载所在线路。以功率管为N型MOS管为例，当供电信号的电压变大，经第一采样信号反映供电信号的变化以及低通滤波器的滤波处理，检测信号和调节信号的电压均升高，该N型MOS管栅源极之间的压差增加，使得漏源极之间电流增加，即源漏极之间电阻减小，如此使得负载电压升高减缓。通过可调电阻抑制负载所在线路的电压升高的操作，使得纹波消除模块根据从源极采集的第二采样信号以及检测信号的电压差提供消除供电电压升高后供电信号中的纹波信号。以功率管为P型MOS管为例，当供电信号的电压变小，经第一采样信号反映供电信号的变化以及低通滤波器的滤波处理，检测信号和调节信号的电压均降低，该P型MOS管栅源极之间的压差降低，使得漏源极之间电流降低，即源漏极之间电阻增大，如此使得负载电压降低减缓。通过可调电阻抑制负载所在线路的电压降低的操作，使得纹波消除模块根据从源极采集的第二采样信号以及检测信号的电压差提供消除供电电压降低后供电信号中的纹波信号。

在又一些具体示例中，可调电阻包含多个阻抗调节模块，每一个阻抗调节模块均包括调节子模块和对应调节子模块的可调阻性器件。其中，各个调节子模块可设有不同放大系数的放大器，以及各个可调阻性器件包含匹配各个放大器所输出的调节信号的功率管。请参阅图 12，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。可调电阻包含并联的多个可调阻性器件221，各个可调阻性器件并联后接入纹波消除模块的第二接入端和电压地之间；其中，该多个可调阻性器件中的至少一个包含P型MOS管以及至少一个包含N型MOS管，且每个可调阻性器件的控制端单独连接调节子模块223(包含放大器)；各个调节子模块223均接收检测信号COMP。当负载的供电电压被由低至高调节的各稳态阶段，在各调节子模块所输出的调节信号的调节下，N型MOS管的阻值减小以及P型MOS管的阻值增加；当负载的供电电压被由高至低调节的各稳态阶段，在各调节子模块所输出的调节信号的调节下，N型MOS 管的阻值增加以及P型MOS管的阻值减小。故而，可调电阻所产生的第二采样信号为基于各个N型MOS管的阻值和各个P型MOS管的阻值并联之后的阻值而确定的电压信号。

在又一些具体示例中，可调电阻包含至少一个阻抗调节模块以及一阻值固定的电阻，其中，阻抗调节模块包括调节子模块和可调阻性器件，各个可调阻性器件和该电阻为并联，且并联后接入纹波消除模块的第二接入端和电压地之间。其中，各个调节子模块可设有不同放大系数的放大器，以及各个可调阻性器件包含匹配各放大器所输出的调节信号的功率管。请参阅图13，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。其中，该多个可调阻性器件中的至少一个包含P型MOS管以及至少一个包含N型MOS管，且每个可调阻性器件的控制端单独连接调节子模块223；各调节子模块223均接收检测信号COMP。与图12中所示的可调电阻类似，可调电阻所产生的第二采样信号为基于各个N型MOS管的阻值、各个P型MOS管的阻值和电阻并联之后的阻值而确定的电压信号。

使用可调电阻作为电流检测电阻时，电流纹波相对固定电阻检测时会有所增加。使用固定电阻检测时，电流纹波完全由第一检测模块的输出信号(即，检测信号COMP)决定，而使用可调电阻时，第一检测模块的输出的检测信号COMP增加时，可调电阻内的MOS管的等效电阻减小，I(负载)＝V(COMP)/R(MOS)，电流纹波比固定电阻I(负载)＝V(COMP)/R(固定电阻)时的电流纹波会增加。如果MOS管的等效电阻随VGS电压变化太快，造成电流纹波增加很多倍。因此，通过提供包含多个阻抗调节模块和阻值固定的电阻的可调电阻，其中，各个调节子模块可设有不同放大系数的放大器，能输出不同大小的检测信号，各个可调阻性器件包含匹配各个放大器所输出的调节信号的功率管，可使得提供的可调电阻具有阻值范围宽且阻值变化平缓的技术特点，满足深度调光去频闪的应用需求。

在一具体示例中，两个MOS管的尺寸(例如：MOS管的宽长比)相差较大，例如，第一MOS管与第二MOS管的尺寸比为100:1，与第一MOS管的栅极连接的放大器的放大系数为2，与第二MOS管的栅极连接的放大器的放大系数为4。当MOS管的Gate固定时，MOS 管可视为一个等效电阻，等效电阻Ron＝V_DS/I_D，此等效电阻与V_GS电压相关，V_GS电压越大，电阻越小，当V_GS电压低于V_th时，MOS管等效电阻变为无穷大，最终等效可变电阻的阻值是两个MOS管等效电阻和电阻的并联值；DAC输出电压较大时，第一MOS管和第二MOS 管都导通，等效电阻较小，DAC输出电压较小时，第一MOS管的栅极电压V_G会低于V_th，第一MOS管截止，第二MOS管的等效电阻也较大，可调电阻的等效电阻较大，DAC电压继续减小到一个程度后，两个MOS管都截止，可调电阻的等效电阻就变成电阻的电阻值；这种控制方式不但实现了可变电阻，并且可变电阻的变化斜率较平缓，使得系统在各种调光深度都满足纹波需求。

请参阅图14，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。在图14中，可调电阻包括三个阻抗调节模块，其中，该多个可调阻性器件中的至少一个包含P型MOS管以及至少一个包含N型MOS管，且每个可调阻性器件的控制端单独连接调节子模块223；各调节子模块223均接收检测信号COMP。与图13中所示的可调电阻类似，可调电阻所产生的第二采样信号为基于各个N型MOS管的阻值、各个P型MOS管的阻值和电阻并联之后的阻值而确定的电压信号。

请参阅图15，显示为图14中可调电阻的电路结构各个MOS管的阻抗变化图与图11中可调电阻中单个MOS管的阻抗变化图。由图15可知，选择更多的MOS组合可以得到更加线性的变电阻曲线。

需要说明的是，上述各示例中所提供的功率管仅为举例，而非对本申请的限制。事实上，功率管可替换为三极管(BJT)、结型场效应晶体管(JFET)、耗尽型(depletion)MOS功率管等中的任一种。

在一些具体示例中，可调阻性器件包含多个包含开关和电阻串联的阻性组件，调节子模块为线路选通模块，用于选通可调阻性器件中的一个或多个电阻。在实际应用中，线路选通模块包含模数转换器，其将检测信号转换成n位数字信号。其中，n对应于可调阻性器件中阻性组件的数量，或者n为阻性组件数量的m倍，其中，m＞1。例如，模数转换器将检测信号转换为8位数字信号，可调阻性器件包含4组阻性组件，则该四组阻性组件分别连接该8位数字信号的低4位。在另一些更具体示例中，可调阻性器件可包含多个阻性组件和电阻Rk，其中，各阻性组件和电阻Rk并联。

根据具体电路设计，调节子模块可输出对应于检测信号的电压值的n位数字信号，或者 n位数字信号的全反向数字信号。与所输出的数字信号对应的，可调阻性器件中的多个阻性组件之间为并联方式连接。例如，请参阅图16，显示为采样单元在一实施方式中的电路结构示意图，其中，调节子模块包含n位模数转换器，可调阻性器件包含n组阻性组件，且该n 组阻性组件并联后接入纹波消除模块的第二接入端与电压地之间；当检测信号电压升高时，通过调节子模块所输出的n位数字信号的控制，n组阻性组件中开关导通的数量增加，如此n 组阻性组件所构成的可调阻性器件的阻值减少；相反，当检测信号电压降低时，通过调节子模块所输出的n位数字信号的控制，n组阻性组件中开关断开的数量增加，如此n组阻性组件所构成的可调阻性器件的阻值增加。由此实现了供电信号与阻性器件呈反向变化。

利用上述任一示例所提供的采样单元采样得到的第二采样信号被传输至纹波消除模块。

纹波消除模块基于检测信号与第二采样信号调节供电信号，以消除流经负载的纹波信号。如前，纹波消除模块接入负载所在线路并在检测信号和第二采样信号的共同作用下产生用于消除纹波信号的消除信号。

在第一操作期间，第一检测模块中的低通滤波器滤除了第一采样信号中的纹波信号，以得到用于反映供电信号在调节控制信号所提供的时隙内变化均值的检测信号，纹波消除模块利用半导体器件具有工作的放大区的特征，选择产生驱动半导体器件在放大区工作的控制信号，并使得半导体器件在放大区内产生用于消除纹波信号的消除信号。其中，利用选取适合型号的半导体器件，纹波消除模块利用检测信号和包含纹波信号的第二采样信号之差产生与纹波信号相一致的误差信号，利用该误差信号控制半导体器件工作在放大区，使得半导体器件产生与纹波信号波形相反、幅值绝对值相当的消除信号。

在第二操作期间，由于受调节控制信号的作用，检测信号无法反映供电信号的上述变化，因此，导致纹波消除模块所产生的消除信号与纹波信号不同。事实上，根据调节控制信号表现出的对应第二操作的波形，消除信号的波形并不必然一致。例如，调节控制信号为一种不与纹波信号的频率相匹配的时钟信号，所产生的消除信号的波形也不会对应于纹波信号的波形。又如，调节控制信号为一种持续稳压的信号，所产生的消除信号的波形可对应于半导体器件在截止区域或饱和区的信号。由此可见，纹波消除单元在第二操作期间无法消除纹波信号。

为此，在一些具体示例中，请参阅图17，显示为纹波消除模块在一实施方式中的电路结构示意图。纹波消除模块包含信号预处理子模块411和信号消除子模块412。

其中，信号预处理子模块411与第一检测模块(未予图示)相连并获取第二采样信号，用于生成检测信号和第二采样信号之间的误差信号(即GATE信号)。在此信号预处理子模块包括误差放大器，误差放大器接收检测信号和第二采样信号，并输出误差信号。

需要说明的是，信号预处理子模块还可以包含为匹配信号消除子模块中的半导体器件的辅助电路器件(组)，例如包含放大器件或分压器件等，以便输入该半导体器件的误差信号的电压令该半导体器件处于工作的放大区。

信号消除子模块412与信号预处理子模块411相连并接入负载所在线路，用于根据误差信号消除流经负载的纹波信号。其中，信号消除子模块412包含接入负载所在线路的半导体器件，其中，半导体器件举例为MOS管、三极管(BJT)、结型场效应晶体管(JFET)、耗尽型(depletion)MOS功率管等中的任一种。以N型MOS管为例，其漏极和源极均接入负载所在线路，使得MOS管与负载串联后接入电压地，同时其栅极作为控制端接收误差信号。由此，在第一操作期间，MOS管受误差信号控制而在负载所在线路产生可消除纹波信号的消除信号，以及在第二操作期间，MOS管受误差信号控制而在负载所在线路产生无法消除纹波信号的消除信号。

为实现上述纹波消除单元在负载启动和动态调整期间不抵触负载中电流快速变化，电流纹波消除电路还包括调节单元。

调节单元与纹波消除单元相连，用于检测负载侧的供电信号并根据一调节响应条件生成调节控制信号，基于调节控制信号控制纹波消除单元执行第一操作、或执行一第二操作、或在第一操作和第二操作之间进行调整。按照上述介绍，第一操作是不同于第二操作的。

其中，调节单元可通过检测第一采样信号或第二采样信号来检测负载侧的供电信号。其中，调节响应条件可基于瞬时检测到的第一采样信号或第二采样信号的检测结果而设置的；对应的，调节控制信号为按照符合或不符合调节响应条件的检测结果而对应调整。或者，调节响应条件为基于对第一采样信号或第二采样信号的持续检测并记录检测结果的变化情况而设置的；对应的，调节控制信号为按照检测结果的变化情况对应调整。其中，调节响应条件根据负载中的电流产生过冲和/或下冲时的供电电压的变化，或者电流产生过冲和/或下冲时直至电流恢复正常区间的过程中供电电压的变化而设置。其中，调节响应条件可由电路逻辑设置，或者利用程序逻辑设置。

为此，调节单元通过检测供电信号而调整调节控制信号，以利用调节控制信号控制纹波消除单元执行第一操作、或执行一第二操作、或在第一操作和第二操作之间进行调整。在一些示例中，请参阅图18，显示为电流纹波消除电路在一实施方式中的电路结构示意图，其中，调节单元包含第二检测模块25和调节模块26。

第二检测模块25用于检测供电信号，当经检测得到供电信号符合调节响应条件时输出第二检测信号；其中，第二检测信号至少表达负载处于过压状态或负载处于欠压状态。

在此，第二检测模块可通过检测第一采样信号或第二采样信号来检测供电信号。其中，为了使纹波消除单元在电流过冲和/或电流下冲情况下不抵制供电电流的变化，调节响应条件对应包含使负载达到电流过冲情况下的第一阈值，和/或使负载达到电流下冲情况下的第二阈值。该第一阈值和/或第二阈值可为确定供电信号触发调节响应条件的起点。其中，第一阈值和第二阈值可为电流阈值或电压阈值。

在一些示例中，第二检测模块包括过压检测子模块和欠压检测子模块。

其中，过压检测子模块用于比较采样信号的电压与调节响应条件中预设的第三参考电压，并根据比较结果输出表示负载处于欠压状态的第二检测信号比较用于反映供电信号的采样信号的电压与调节响应条件中预设的第二参考电压，并根据比较结果输出表示负载处于过压状态的第二检测信号；和/或欠压检测子模块比较采样信号的电压与调节响应条件中预设的第三参考电压，并根据比较结果输出表示负载处于欠压状态的第二检测信号。其中，第二参考电压和第三参考电压即对应于上述提及的阈值。

在此，过压检测子模块包含比较器A1，第二参考电压被设置为根据第一采样信号所反映的负载电流达到电流过冲的电流阈值时，该电流阈值所对应的电压阈值。以比较器A1的正输入端接收第一采样信号，负输入端接收第二参考电压为例，当第一采样信号的电压未达到第二参考电压时比较器A1输出低电平的第二检测信号，反之则输出高电平的第二检测信号。由此可见，在该示例中当第二检测信号为高电平时表示负载处于过压状态，即流经负载的电流出现过冲情况。

技术人员也可以通过调整比较器A1两输入端的电信号来调整第二检测信号所表示的物理意义，在此不再一一举例。还需要说明的是，过压检测子模块并非仅包含比较器A1，还可以包含：用于提供第二参考电压的恒压源；或与恒压源相连且未适配第二参考电压而设置的电器件(组)，如稳压器件、分压器件等。过压检测子模块还可以包含用于适配第二参考电压而将第一采样信号或第二采样信号进一步分压或放大的电器件(组)。在此不再一一详述。

与过压检测子模块类似的，欠压检测子模块包含比较器A2，第三参考电压被设置为根据第一采样信号所反映的负载电流达到电流下冲的电流阈值时，该电流阈值所对应的电压阈值。以比较器A2的正输入端接收第一采样信号，负输入端接收第三参考电压为例，当第一采样信号的电压达到第三参考电压时比较器A2输出高电平的第二检测信号，反之则输出低电平的第二检测信号。由此可见，在该示例中当第二检测信号为低电平时表示负载处于欠压状态，即流经负载的电流出现下冲情况。

需要说明的是，欠压检测子模块的电路结构可参考过压检测子模块而设置，与过压检测子模块中构建电路结构的设计思路类似，在此不再详述。

过压检测子模块和欠压检测子模块均连接于调节模块，以将各自的第二检测信号输出至调节模块，如图18所示，调节模块26用于基于第二检测信号生成调节控制信号，并输出至纹波消除单元。

在此，调节模块可包含立即或延时响应第二检测信号的电路结构。在一些示例中，技术人员可根据过压检测子模块所提供的第二检测信号CH1和欠压检测子模块所提供的第二检测信号CH2构建逻辑电路，该逻辑电路中可包含但不限于以下至少一种或多种组合：与门、或门、与非门、非门、编码器、解码器、选择器、锁存器等。逻辑电路还可以包含如MCU、CPU等具有计算、缓存能力的处理器。

为此，请参阅图19，显示为电流纹波电路中调节单元的电路结构示意图。调节模块包括处理子模块261和调节控制信号生成子模块261。

其中，如图19所示，处理子模块261获取过压检测子模块251提供的第二检测信号CH1，以及欠压检测子模块252提供的第二检测信号CH2，按照符合调节响应条件中对应过压状态或欠压状态的调整方式输出可调整的逻辑控制信号。以及，调节控制信号生成子模块262基于逻辑控制信号输出调节控制信号。

在此，处理子模块基于调节响应条件确定第二检测信号表示负载处于过压状态或欠压状态时，产生对应纹波消除单元执行第二操作的逻辑控制信号并输出至调节控制信号生成子模块。其中，逻辑控制信号可为根据负载所处过压状态、欠压状态、正常工作区间，甚至以及频率调节等级等多种情况而编码的数字信号。调节控制信号生成子模块按照所接收的逻辑控制信号调整调节控制信号的频率、占空比等，以使纹波消除单元在不同操作之间调整。

当第二检测信号CH1表示负载处于过压状态时，处理子模块按照调节响应条件输出对应过压状态下令纹波消除单元执行第二操作的逻辑控制信号CL1；当第二检测信号CH1表示负载处于欠压状态时，处理子模块按照调节响应条件输出对应欠压状态下令纹波消除单元执行第二操作的逻辑控制信号CL2。其中，逻辑控制信号CL1和CL2可以相同或不同。

例如，逻辑控制信号CL1和CL2不同。当处理子模块基于第二检测信号CH1产生逻辑控制信号CL1时，调节控制信号生成子模块生成占空比为100％的全高电平的调节控制信号，在该调节控制信号的控制下，纹波消除单元中的低通滤波器持续当前所产生的第一检测信号，同时第一检测信号和所采集的第二采样信号的误差将随着供电信号的电压(或电流)增加而增加，如此导致接入负载所在线路的半导体器件处于饱和区，电流纹波消除电路执行对应电流过冲的第二操作。当处理子模块基于第二检测信号CH2产生逻辑控制信号CL2时，调节控制信号生成子模块生成占空比为0％的全低电平的调节控制信号，在该调节控制信号的控制下，纹波消除单元中的低通滤波器持续前一时隙所产生的第一检测信号，同时第一检测信号和所采集的第二采样信号的误差将随着供电信号的电压(或电流)减小而减小，如此导致接入负载所在线路的半导体器件处于截止区，电流纹波消除电路执行对应电流下冲的第二操作。

逻辑控制信号CL1和CL2可以相同，则与上述示例不同之处在于，低通滤波器所产生的第一检测信号的时隙不同，由此可见，导致纹波消除单元执行第二操作是由于第一检测信号无法提供可反应供电信号在一时隙内的平均电压，使得纹波消除模块无法在供电信号动态变化期间有效消除纹波信号。在供电信号动态变化期间，通过使用该种方式，减少了低通滤波器为了滤除纹波信号而积累电能的情况，进而减少了出现电流过冲或下冲的情况。

在此，调节控制信号生成子模块可为包含有源晶振的占空比可调的PWM信号发生器，其可在逻辑控制信号的控制下，调整有源晶振所输出的PWM信号的占空比，由此得到可调占空比的调节控制信号。

需要说明的是，上述调节控制信号仅为示例。事实上，例如，调节控制信号生成子模块还可以依据逻辑控制信号将调节控制信号的频率调节至预设最大值，结合纹波消除单元的工作过程，所产生的消除信号无法消除在供电信号动态变化期间的纹波信号，故而从整体上看，电流纹波消除电路执行第二操作。在此，调节控制信号生成子模块包含有源晶振(Oscillator， OSC)，以及受逻辑控制信号调整的调整子模块。其中，调整子模块举例包含可调分频器等，其可在逻辑控制信号的控制下，调整有源晶振所输出的晶振信号的频率，由此得到可调频率的调节控制信号。又如，调节控制信号生成子模块还可以依据逻辑控制信号同时调整调节控制信号的频率和占空比，以提高调节控制信号达到全1或全0的效率，结合上述各示例中所提及的电路结构，调节控制信号生成子模块可利用更复杂电路以输出可调节的调节控制信号，在此不再一一详述。

还需要说明的是，上述逻辑控制信号也仅为示例，后续示例将根据处理子模块所提供的调整方式对逻辑控制信号予以补充说明。

为了在供电信号趋稳后恢复纹波消除功能，处理子模块按照符合调节响应条件中对应过压状态或欠压状态的调整方式输出可调整的逻辑控制信号。

在一些具体示例中，处理子模块当根据调节响应条件而确定第二检测信号表示负载处于过压状态或欠压状态时，逐步调整逻辑控制信号；对应地，调节控制信号生成子模块按照逻辑控制信号，逐渐调整调节控制信号的频率和/或占空比，直至一设定频率和/或设定占空比，以使纹波消除单元从第二操作调整为第一操作。

以前述处理子模块基于第二检测信号CH1产生逻辑控制信号CL1为例，在逻辑控制信号CL1的控制下，调节控制信号生成子模块输出全1的调节控制信号；处理子模块按照调节响应条件中对应过压状态的占空比调节等级和预设的时间间隔，从占空比为100％向下逐级调整，并输出对应所调整的各占空比调节等级的逻辑控制信号，则调节控制信号生成子模块对应调整调节控制信号的占空比，由全1减小至对应第一操作的占空比a％，0＜a＜1。其中，逻辑控制信号可表示占空比调节等级，以供调节控制信号生成子模块识别。

以前述处理子模块基于第二检测信号CH1产生逻辑控制信号CL1为例，在逻辑控制信号CL1的控制下，调节控制信号生成子模块输出全1的调节控制信号；处理子模块按照调节响应条件中对应过压状态的频率调节等级和预设的时间间隔，从频率为f_max向下逐级调整，并输出对应所调整的各频率调节等级的逻辑控制信号，则调节控制信号生成子模块对应调整调节控制信号的频率，由频率f_max减小至对应第一操作的频率f_i，f_min＜f_i＜f_max，f_max表示最大频率，f_min表示最小频率。其中，逻辑控制信号可表示频率调节等级，以供调节控制信号生成子模块识别。

需要说明的是，上述各示例仅为处理子模块通过调整逻辑控制信号而使得调节控制信号生成子模块输出对应调节控制信号的举例而非对本申请的限制，事实上，处理子模块还可以设置可同时调整逻辑控制信号的占空比和频率的调节等级，并输出对应的逻辑控制信号。另外，处理子模块还可以控制调节控制信号生成子模块由全0调节控制信号逐渐调整为具有f_i频率以及a％占空比的调节控制信号。例如，当处理子模块基于第二检测信号CH1产生逻辑控制信号CL2时，参考上述提及的各示例，处理子模块控制调节控制信号生成子模块由全0 调节控制信号逐渐调整为具有f_i频率以及a％占空比的调节控制信号。

在又一些具体示例中，处理子模块当根据调节响应条件确定第二检测信号表示负载退出处于过压状态或欠压状态时，逐步调整逻辑控制信号；对应地，调节控制信号生成子模块按照逻辑控制信号，逐渐调整调节控制信号的频率和/或占空比，直至一设定频率和/或设定占空比，以使纹波消除单元从第二操作调整为第一操作。

与前述立即响应并逐渐调整的示例不同的是，处理子模块按照调节响应条件持续检测所接收的第二检测信号。例如，处理子模块同时监测第二检测信号CH1、CH2，当检测到第二检测信号CH1表示负载处于过压状态时，处理子模块根据调节响应条件输出对应过压状态的逻辑控制信号，并指令调节控制信号生成子模块输出全1的调节控制信号；继续地，根据调节响应条件，处理子模块开始持续检测第二检测信号CH1和CH2，当CH1由表示过压状态变化为未进入过压状态，同时确定第二检测信号CH2表示未进入欠压状态时，例如当CH1和CH2所表示的逻辑由10转为00时，处理子模块根据CH1和CH2符合调节响应条件中关于负载退出处于过压状态的条件，确定负载退出处于过压状态；处理子模块和调节控制信号生成子模块开始按照上述任一逐渐调整的示例对调节控制信号进行逐步调整，直至输出令纹波消除单元执行第一操作的调节控制信号。

需要说明的是，前述各逻辑控制信号的调整示例，以及处理子模块按照调节响应条件执行的示例均为举例而非对本申请的限制。技术人员可结合上述各示例以设计可输出可调节的调节控制信号的电路结构。在此不再一一详述。

为提供可逐等级调整的逻辑控制信号，上述处理子模块中包含移位寄存器。其中，上述移位寄存器可包含级联的多个触发等器件，并与处理子模块中的处理器(如CPU、或MCU) 相连，以在处理器的控制下进行移位操作，由此输出可逐等级调节的逻辑控制信号。

在另一具体示例中，处理子模块基于调节响应条件确定第二检测信号表示负载处于过压状态或欠压状态或正常电压区间，并输出对应不同电压状态的逻辑控制信号；以及调节控制信号生成子模块按照逻辑控制信号所指示的频率和/或占空比，调整调节控制信号。

在此，与前述各逐级调整的示例不同的是，处理子模块根据调节响应条件输出使纹波消除单元执行第一操作或第二操作的逻辑控制信号，而非历经逐渐调整的过程从第二操作调整为第一操作。其中，处理子模块监测第二检测信号CH1和CH2，并根据调节响应条件当确定负载处于过压状态时，输出对应过压状态的逻辑控制信号，使得调节控制信号生成子模块按照逻辑控制信号输出具有对应频率和/或占空比的调节控制信号，由此纹波消除模块执行第二操作；当处理子模块根据调节响应条件确定负载处于欠压状态时，输出对应欠压状态的逻辑控制信号，使得调节控制信号生成子模块按照逻辑控制信号输出具有对应频率和/或占空比的调节控制信号，由此纹波消除模块执行第二操作；当处理子模块根据调节响应条件确定负载处于正常电压区间时，输出对应正常电压区间的逻辑控制信号，使得调节控制信号生成子模块按照逻辑控制信号输出具有对应频率和/或占空比的调节控制信号，由此纹波消除模块执行第一操作。

需要说明的是，参考前述各示例可见，虽然上述一些示例中描述了调节控制信号生成子模块在过压状态和欠压状态所输出的调节控制信号是不同的情形，但事实上，在过压状态和欠压状态下，调节控制信号是可以相同的。例如，在过压状态和欠压状态，调节控制信号生成子模块所输出的调节控制信号均为频率fmax、或频率为fmin、或全1、或全0的信号等，在此不再一一举例。

本申请所提供的方案，通过检测负载的供电信号来确定供电信号处于动态调整期间，并在此期间及时调整纹波消除单元使其不予执行消除纹波信号的操作(即前述提及的消除操作)，由此有效减少因纹波消除单元的低环路带宽在重建期间所带来的电流波动，同时缩短了重建时长。

通过对上述电流纹波消除电路的描述，本申请还提供了一种芯片，其包含上述各示例的电流纹波消除电路中至少部分电路器件。例如，芯片包含全部电流纹波消除电路。又如，芯片通过引脚连接电流纹波消除电路中的采样单元等。芯片可表示为将利用半导体技术在晶圆上制造的电流纹波消除电路进行封装而成的可售有源器件；或者表示为利用PCB封装技术将电流纹波消除电路进行封装而成的可售有源器件。

通过对上述电流纹波消除电路的描述，本申请还提供了一种电路系统，其包含负载、驱动电路、电流纹波消除电路和滤波电路。

请参阅图20，显示为电路系统在一实施方式中的结构示意图。其中，负载可与上述任一示例中所提及的负载10(或称为负载电路)，在此不再重述。例如，负载包含LED灯。

驱动电路16接入负载的供电母线上，用于向负载提供供电。在此驱动电路将外部交流源所提供的交流电进行整流处理，并将整流后的电信号转换为可供负载运行的供电信号。

在一些示例中，请参阅图21，显示为电路系统在一实施方式中的结构示意图，其中驱动电路包含整流单元51、开关控制单元52、开关单元53、和功率转换单元54等。

其中，整流单元51连接外部交流电源，用于将交流电进行整流处理。外部交流电源可指市电、或交流电发电机等。根据设计需要整流单元包含半波整流桥、或全波整流桥等，其将整流后得到的整流电信号输送至供电母线上。

功率转换单元54用于将整流电信号所提供的电能进行转换，以输出可使负载运行的供电信号，如直流信号。其中，功率转换单元54可包含电感等执行能量转换的电器件(组)。

开关控制单元52接入供电母线，并检测功率转换单元54中电感的退磁操作，藉由对退磁操作的检测结果控制开关单元53的导通操作，以及利用计时时长控制开关单元53的导通时长。

开关单元53设置在供电母线上，其包含驱动放大器和受控开关，其中，受控开关举例为功率管等。

驱动电路中各单元可举例包含申请人所申请的公开号为CN107529254A、CN107682955A、CN107484305A、CN107681888A、CN108012386A等技术方案中所描述的电路结构，并全部引用于此。其中，整流单元还可被称为整流电路、整流模块等。开关控制单元还可被称为控制电路、控制器、开关控制电路等。功率转换单元还可被称为功率转换电路、谐振装置等。开关单元可被称为开关电路、开关模块等。

滤波电路与负载和电流纹波消除电路的串联电路并联连接。在一些示例中其被归于驱动电路的功率转换单元中，用于提供稳压作用。当供电信号出现波动时，藉由该滤波电路所提供的存储电能和释放电能的操作使得流经负载的电流稳定。其中，滤波电路包括电容。

基于上述技术方案所提供的技术思想，本申请还提供一种电流纹波消除方法，用于消除流经负载的供电信号中的纹波信号。其中，电流纹波消除方法可由上述提及的电流纹波消除电路执行，或者其他任何可执行电流纹波消除方法的电流纹波消除电路。请参阅图22，显示为电流纹波消除方法在一实施方式中的流程图。

在步骤S111中，检测负载侧的供电信号并生成检测信号。

本步骤可由前述电流纹波消除电路中的纹波消除单元来执行。

在步骤S113中，根据检测信号执行第一操作以消除供电信号中的纹波信号，并根据检测信号调节负载所在线路的阻抗。

根据检测信号执行第一操作的步骤可由纹波消除单元执行。纹波消除单元执行该步骤的电路结构和执行过程可参见前述描述及相应图示，在此不再详述。

根据检测信号调节负载所在线路的阻抗可由采样单元执行。采用单元通过内含的可调电阻实现负载所在线路的阻抗变化可参见前述描述及相应图示，在此不再详述。

本申请公开的可调电阻应用广泛，例如，在某些实施例中，可调电阻可应用于线电压补偿电路中，利用可调电阻能根据检测信号来调节负载侧的阻抗，以利于线电压补偿电路可据此来驱动负载。

请参阅图23，显示为本申请的线电压补偿电路接入母线电路在一实施方式中的结构示意图。线电压补偿电路课包括线电压补偿单元、驱动单元、以及采样单元。在此，反映母线电压的信号可直接采集自为负载供电的母线电路。例如，在供电线路上连接采样单元，线电压补偿单元通过连接采样单元的输出端来获取信号。在一些实施方式中，反映母线电压的信号是经由一分压单元对检测的母线电压分压处理后获取的。其中，分压单元可以是连接在母线电路和地之间的电阻串，利用接地的电阻串在为负载供电的供电线路上分出用以反映母线电路的电流及电压变化的电路分支，线电压补偿单元从电路分支获取反映母线电压的信号。例如，如图23所示，线电压补偿单元42通过分压单元41与负载电路相连的电路示意图，在负载电路上连接有驱动单元43、与驱动单元43串联的负载和其他外围电路。其中，驱动单元 43当母线电压(如VBUS)达到为负载供电的电压时导通母线电路回路以使负载工作，以及当母线电压(如VBUS)无法达到为负载供电的电压时断开母线电路回路以阻止母线电路中其他阻性器件耗电。其中，图23中的驱动单元包含功率器件，功率器件如功率管等。分压单元连接功率器件的漏极(DRAIN端)，线电压补偿单元42自分压单元41的电阻端获取信号 VD。

基准电压由恒压源直接提供或分压提供。恒压源可以为线电压补偿单元专用的，也可以与线电压补偿单元所在芯片中其他恒压源共用。

参考电压作为对母线电压予以线性补偿的分段节点电压，由恒压源提供稳定电压。根据线电压补偿单元的设计需要，参考电压可作为基于信号电压变化而进行分段补偿的分段节点电压。例如，线电压补偿单元将参考电压与信号电压进行比较，根据比较结果选择线电压补偿路径以输出线电压补偿信号(也可称为检测信号)，使得对应不同的比较结果线电压补偿信号与信号具有不同的线性关系。参考电压也可以作为基于线电压补偿信号电压变化而进行分段补偿的分段节点电压。例如，线电压补偿单元将参考电压与线电压补偿信号电压进行比较，其中，线电压补偿信号根据信号而线性补偿得到的；根据比较结果选择线电压补偿路径以输出线电压补偿信号，使得对应不同的比较结果线电压补偿信号与信号具有不同的线性关系。出于成本和用户体验敏感度考虑，参考电压可以是一个或两个。例如，参考电压仅包含一个电压值V1，由参考电压V1作为线性补偿的分段节点电压，线电压补偿信号实现自基准电压 V_ref至V1之间提供第一种线性关系的线电压补偿信号，自电压V1至接地电压之间提供第二种线性关系的线电压补偿信号。又如，参考电压包含电压值V1、V2，其中，V1＞V2，由参考电压V1和V2作为线性补偿的分段节点电压，线电压补偿单元实现自基准电压V_ref至V1 之间提供第一种线性关系的线电压补偿信号，自电压V1至V2之间提供第二种线性关系的线电压补偿信号，以及自电压V2至接地电压之间提供第三种线性关系的线电压补偿信号。为更细化地划分线电压补偿信号与信号的线性关系，使得多段线性补偿更贴近母线电压变化曲线，线电压补偿单元中可由大到小设置更多个参考电压。

需要说明的是，各线性关系应宽泛理解。线性关系包括线电压补偿信号的电压与信号电压呈具有非零线性系数的线性关系，或者，线电压补偿信号的电压与信号电压呈线性系数为零的线性关系。

线电压补偿单元42根据所获取信号电压VD的变化进行多段线性补偿。

在一种实施方式中，线电压补偿单元包括第一控制信号生成模块和线电压生成模块。其中，第一控制信号生成模块连接第一参考电压，处理后输出第一控制信号。其中，第一参考电压属于前述参考电压中一个。线电压生成模块电连接第一控制信号生成模块，用于接收并根据反映母线电压的信号、第一控制信号、以及基准电压生成线电压补偿信号。

线电压补偿单元中第一控制信号生成模块和线电压生成模块可举例包含申请所申请的公开号为CN107623968A等技术方案中所描述的电路结构，并全部引用于此。

请参阅图24，显示为驱动单元在一实施方式中的结构示意图。线电压补偿单元42的输出端连接驱动单元43中运算放大器Amp的正向输入端，Amp的输出端连接功率器件的栅极，该功率器件的漏极连接负载，并源极经一采样单元44接地。运算放大器Amp的负向输入端连接采样单元44以获取采样电压。其中，运算放大器Amp将线电压补偿信号V_ref’与由采样单元44采集的电压Vcs的压差放大以驱动功率器件。

请参阅图25，显示为线电压补偿电路中采样单元(包含可调电阻)的结构示意图。采样单元包含可调电阻，可调电阻包括一阻抗调节模块，阻抗调节模块更包括调节子模块443和可调阻性器件441。

其中，调节子模块443用于基于负载侧的检测信号生成一调节信号。在此，调节信号用于调节可调阻性器件441的阻值，以使得当供电信号变大或变小时向可调阻性器件441输出使其阻值反向变化的控制信号。其中，根据可调阻性器件441的选择和电路结构设计需要，调节子模块443具有调节参数，通过调节参数对检测信号COMP进行信号处理。例如，可采用将检测信号COMP进行正向放大(或正向缩小、或反向放大、或反向缩小)的方式来生成调节信号。对应地，调节信号可为模拟信号或经编码后的数字信号。

在一些具体示例中，调节子模块包含放大器，放大器可产生一放大系数，放大器接收检测信号COMP，并将检测信号COMP与一放大系数相乘后输出调节信号。

可调阻性器件与调节子模块相连并接入负载所在线路，用于根据调节子模块输出的调节信号而调节阻值；其中，所调节的阻值与负载的供电信号呈反向变化。其中，可调阻性器件包含控制端，用以获得调节信号。

在一具体示例中，请参阅图26，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。可调电阻包含一个阻抗调节模块，该阻抗调节模块包括调节子模块和对应调节子模块的可调阻性器件。可调电阻中的调节子模块443包含放大系数为K1的放大器，可调阻性器件441包含功率管，放大器将检测信号放大后作为调节信号输出至可调阻性器件中的功率管栅极，功率管的漏极和源极接入负载所在线路。以功率管为N型MOS管为例，当供电信号的电压变大，检测信号和调节信号的电压均升高，该N型MOS管栅源极之间的压差增加，使得漏源极之间电流增加，即源漏极之间电阻减小，如此使得负载电压升高减缓。以功率管为P型MOS管为例，当供电信号的电压变小，检测信号和调节信号的电压均降低，该P型MOS管栅源极之间的压差降低，使得漏源极之间电流降低，即源漏极之间电阻增大，如此使得负载电压降低减缓。

在又一些具体示例中，可调电阻包含多个阻抗调节模块，每一个阻抗调节模块均包括调节子模块和对应调节子模块的可调阻性器件。其中，各个调节子模块可设有不同放大系数的放大器，以及各个可调阻性器件包含匹配各个放大器所输出的调节信号的功率管。请参阅图 27，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。可调电阻包含并联的多个可调阻性器件221，各个可调阻性器件并联后接入驱动单元的第二接入端和电压地之间；其中，该多个可调阻性器件中的至少一个包含P型MOS管以及至少一个包含N型MOS管，且每个可调阻性器件的控制端单独连接调节子模块223(包含放大器)；各个调节子模块223均接收检测信号。当负载的供电电压被由低至高调节的各稳态阶段，在各调节子模块所输出的调节信号的调节下，N型MOS管的阻值减小以及P型MOS管的阻值增加；当负载的供电电压被由高至低调节的各稳态阶段，在各调节子模块所输出的调节信号的调节下，N型MOS管的阻值增加以及P型MOS管的阻值减小。故而，可调电阻所产生的第二采样信号为基于各个N型MOS 管的阻值和各个P型MOS管的阻值并联之后的阻值而确定的电压信号。

在又一些具体示例中，可调电阻包含至少一个阻抗调节模块以及一阻值固定的电阻，其中，阻抗调节模块包括调节子模块和可调阻性器件，各个可调阻性器件和该电阻为并联，且并联后接入驱动单元的第二接入端和电压地之间。其中，各个调节子模块可设有不同放大系数的放大器，以及各个可调阻性器件包含匹配各放大器所输出的调节信号的功率管。请参阅图28，显示为可调电阻在一实施方式中的电路结构示意图。其中，该多个可调阻性器件中的至少一个包含P型MOS管以及至少一个包含N型MOS管，且每个可调阻性器件的控制端单独连接调节子模块223；各调节子模块223均接收检测信号COMP。与图12中所示的可调电阻类似，可调电阻所产生的第二采样信号为基于各个N型MOS管的阻值、各个P型MOS 管的阻值和电阻并联之后的阻值而确定的电压信号。

在一具体示例中，两个MOS管的尺寸(例如：MOS管的宽长比)相差较大，例如，第一MOS管与第二MOS管的尺寸比为100:1，与第一MOS管的栅极连接的放大器的放大系数为2，与第二MOS管的栅极连接的放大器的放大系数为4。当MOS管的Gate固定时，MOS 管可视为一个等效电阻，等效电阻Ron＝V_DS/I_D，此等效电阻与V_GS电压相关，V_GS电压越大，电阻越小，当V_GS电压低于V_th时，MOS管等效电阻变为无穷大，最终等效可变电阻的阻值是两个MOS管等效电阻和电阻的并联值；DAC输出电压较大时，第一MOS管和第二MOS 管都导通，等效电阻较小，DAC输出电压较小时，第一MOS管的栅极电压V_G会低于V_th，第一MOS管截止，第二MOS管的等效电阻也较大，可调电阻的等效电阻较大，DAC电压继续减小到一个程度后，两个MOS管都截止，可调电阻的等效电阻就变成电阻的电阻值；这种控制方式不但实现了可变电阻，并且可变电阻的变化斜率较平缓。

通过对上述线电压补偿电路的描述，本申请还提供了一种芯片，其包含上述各示例的线电压补偿电路中至少部分电路器件。例如，芯片包含全部线电压补偿电路，或者包含线电压补偿单元。又如，芯片通过引脚连接线电压补偿电路中的采样单元等。芯片可表示为将利用半导体技术在晶圆上制造的线电压补偿电路进行封装而成的可售有源器件；或者表示为利用 PCB封装技术将线电压补偿电路进行封装而成的可售有源器件。

通过对上述线电压补偿电路的描述，本申请还提供了一种电路系统，其包含负载、驱动电路、线电压补偿电路和滤波电路。

请参阅图29，显示为电路系统在一实施方式中的结构示意图。如图29所示，本申请的电路系统包括：整流单元50、储能单元51、线电压补偿单元52、驱动单元53、以及采样单元54。

整流单元50用于将外部交流输入的电流进行整流后输出给LED负载。其中，外部交流输入的电流可以是市电。整流单元50将外部交流输入的电流进行全波整流后母线电压VBUS 波形，并输出给LED负载。其中，整流单元50可包括由四个二极管构成的整流桥，以进行全波整流。

储能单元51连接于LED负载的输入端及输出端，用于对LED负载进行低通滤波。储能单元51包括并联于LED负载的电容。

线电压补偿单元52连接LED负载，用以采集负载所在母线上的信号，并基于所获取的信号对母线电流变化进行线性补偿。线电压补偿单元52可通过一分压单元获取信号。其中，分压单元，如图29中R1和R2所在线路，其连接LED负载的输出端及线电压补偿电路，用于将LED负载反馈电压进行分压处理后输出给线电压补偿电路。线电压补偿单元52可根据所获取信号电压VD的变化进行多段线性补偿。

驱动单元53连接线电压补偿单元52及LED负载，用于将接收的线电压补偿信号及采样单元54的采样电压进行耦合以驱动LED负载。其中，驱动单元包括如图29所示的运算放大器Amp和功率器件。线电压补偿单元52的输出端连接运算放大器Amp的正向输入端，Amp的输出端连接功率器件的栅极，该功率器件的漏极连接负载，并源极经采样单元54接地。运算放大器Amp的负向输入端连接采样电阻以获取采样电压。其中，运算放大器Amp将线电压补偿信号V_ref’与由采样单元54的采样电压Vcs的压差放大以驱动功率器件。

采样单元54与线电压补偿单元52和驱动单元53连接，用于基于线电压补偿单元52输出的线电压补偿信号调节负载所在线路的阻抗。采样单元54可包含可调电阻，利用可调电阻能根据线电压补偿信号来调节负载侧的阻抗，保证可调电阻上的电压在任何输出电流时都不会太低，变化平缓，满足对LED负载的驱动要求。

请参阅图30，显示为本申请提供的一种线电压补偿方法的流程图。线电压补偿方法主要由如前任一种线电压补偿电路执行，或其他可执行补偿方法的电路、集成电路等。

在步骤S311中，获取反映母线电压的信号。

在此，反映母线电压的信号可直接采集自为负载供电的母线电路。例如，在供电线路上连接采样单元，线电压补偿单元通过连接采样单元的输出端来获取信号。在一些实施方式中，反映母线电压的信号是经由一分压单元对检测的母线电压分压处理后获取的。其中，分压单元可以是连接在母线电路和地之间的电阻串，利用接地的电阻串在为负载供电的供电线路上分出用以反映母线电路的电流及电压变化的电路分支，线电压补偿单元从电路分支获取反映母线电压的信号。例如，请参阅图23，显示为线电压补偿单元42通过分压单元41与负载电路相连的电路示意图，在负载电路上连接有驱动单元43、与驱动单元43串联的负载和其他外围电路。其中，驱动单元43当母线电压(如VBUS)达到为负载供电的电压时导通母线电路回路以使负载工作，以及当母线电压(如VBUS)无法达到为负载供电的电压时断开母线电路回路以阻止母线电路中其他阻性器件耗电。其中，图23中的驱动单元包含功率器件，功率器件如功率管等。分压单元连接功率器件的漏极(DRAIN端)，线电压补偿单元42自分压单元41的电阻端获取信号VD。

在步骤S313中，根据母线电压的信号和预设的一基准电压和至少一个参考电压输出线电压补偿信号，其中，线电压补偿信号与信号成多段线性关系。

在此，基准电压由恒压源直接提供或分压提供。恒压源可以为线电压补偿单元专用的，也可以与线电压补偿单元所在芯片中其他恒压源共用。

参考电压作为对母线电压予以线性补偿的分段节点电压，由恒压源提供稳定电压。根据线电压补偿单元的设计需要，参考电压可作为基于信号电压变化而进行分段补偿的分段节点电压。例如，线电压补偿单元将参考电压与信号电压进行比较，根据比较结果选择线电压补偿路径以输出线电压补偿信号，使得对应不同的比较结果线电压补偿信号与信号具有不同的线性关系。参考电压也可以作为基于线电压补偿信号电压变化而进行分段补偿的分段节点电压。例如，线电压补偿单元将参考电压与线电压补偿信号电压进行比较，其中，线电压补偿信号根据信号而线性补偿得到的；根据比较结果选择线电压补偿路径以输出线电压补偿信号，使得对应不同的比较结果线电压补偿信号与信号具有不同的线性关系。出于成本和用户体验敏感度考虑，参考电压可以是一个或两个。例如，参考电压仅包含一个电压值V1，由参考电压v1作为线性补偿的分段节点电压，线电压补偿单元实现自基准电压V_ref至V1之间提供第一种线性关系的线电压补偿信号，自电压V1至接地电压之间提供第二种线性关系的线电压补偿信号。又如，参考电压包含电压值V1、V2，其中，V1＞V2，由参考电压V1和V2作为线性补偿的分段节点电压，线电压补偿单元实现自基准电压V_ref至V1之间提供第一种线性关系的线电压补偿信号，自电压V1至V2之间提供第二种线性关系的线电压补偿信号，以及自电压V2至接地电压之间提供第三种线性关系的线电压补偿信号。为更细化地划分线电压补偿信号与信号的线性关系，使得多段线性补偿更贴近母线电压变化曲线，线电压补偿单元中可由大到小设置更多个参考电压。

需要说明的是，各线性关系应宽泛理解。线性关系包括线电压补偿信号的电压与信号电压呈具有非零线性系数的线性关系，或者，线电压补偿信号的电压与信号电压呈线性系数为零的线性关系。

在步骤S315中，将接收的线电压补偿信号及采样电压进行耦合以驱动LED负载，基于检测信号调节负载所在线路的阻抗。其中，将接收的线电压补偿信号及采样电压进行耦合以驱动LED负载的步骤可由与线电压补偿单元的输出端相连的驱动单元来执行。基于检测信号调节负载所在线路的阻抗可由采样单来执行。

如上，本申请公开的可调电阻、电流纹波消除电路、线电压补偿电路、芯片及电路系统，具有以下有益效果：检测负载侧的检测信号并基于检测信号调节负载所在线路上的可调电阻的阻值，如此，可应用于电流纹波消除技术中，不仅能消除常规的工频纹波，更可避免阻抗过低及输出电压过低，实现在可控硅调光应时能有效消除低频率的低端抖动问题，提高了驱动电路的稳定性，或者，可应用于线电压补偿技术中，可获得较好的输入功率线性调整率和 LED负载的电流线性调整率。

上述实施例仅例示性说明本申请的原理及其功效，而非用于限制本申请。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本申请的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本申请所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本申请的权利要求所涵盖。

Claims (23)

1.一种可调电阻，其特征在于，包括至少一阻抗调节模块，所述阻抗调节模块包括：

可调阻性器件，接入负载所在线路；

调节子模块，与所述可调阻性器件连接，用于基于所述负载侧的检测信号生成一调节信号至所述可调阻性器件，调节所述负载所在线路上的可调阻性器件的阻值；其中，所调节的阻值与所述负载的供电信号呈反向变化。

2.根据权利要求1所述的可调电阻，其特征在于，所述阻抗调节模块的数量为多个，多个所述阻抗调节模块相互并联。

3.根据权利要求1所述的可调电阻，其特征在于，多个所述阻抗调节模块之间具备不同的调节参数。

4.根据权利要求1所述的可调电阻，其特征在于，所述可调阻性器件为MOS晶体管。

5.根据权利要求1所述的可调电阻，其特征在于，还包括与至少一阻抗调节模块中的可调阻性器件并联的电阻。

6.根据权利要求1所述的可调电阻，其特征在于，

所述可调阻性器件包括多个并联的电阻；

所述调节子模块为线路选通模块，用于选通所述可调阻性器件中的一个或多个电阻。

7.根据权利要求1所述的可调电阻，其特征在于，所述可调电阻接入电流纹波消除电路或线电压补偿电路中。

8.一种电流纹波消除电路，其特征在于，包括：

纹波消除单元，接入负载所在线路，用于基于所述负载侧的供电信号生成一检测信号，根据所述检测信号执行第一操作以消除所述供电信号中的纹波信号；

采样单元，包括如权利要求1至7中任一项所述的可调电阻，接入负载所在线路并与所述纹波消除单元连接，用于基于所述检测信号调节所述负载所在线路的阻抗。

9.根据权利要求8所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述纹波消除单元包括：

第一检测模块，与所述负载连接，用于从所述负载的供电信号获取第一采样信号，并基于第一参考信号对获取的第一采样信号进行检测处理，并生成所述检测信号；

纹波消除模块，接入所述负载所在线路并与所述第一检测模块相连，用于获取反映所述供电信号的第二采样信号，基于所述检测信号与第二采样信号调节所述供电信号，以在执行所述第一操作期间消除流经负载中的纹波信号。

10.根据权利要求9所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述第一检测模块包括：

低通滤波器，用于基于所述第一参考信号对所述第一采样信号进行低通滤波处理并输出所述检测信号。

11.根据权利要求10所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述低通滤波器包括：

放大器，用于对接收的所述第一采样信号进行放大；

滤波电容，与所述放大器连接，用于对所述比较器输出的第一采样信号进行滤波，生成所述检测信号。

12.根据权利要求10所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述低通滤波器包括：

比较器，用于接收所述第一采样信号，并与所述第一参考信号进行比较以输出对应比较结果的逻辑信号；

计数器，与所述比较器连接，用于计数所述逻辑信号并输出一数字控制信号；

数模转换器，与所述计数器连接，用于对所述数字控制信号进行数模转换，生成所述检测信号。

13.根据权利要求10所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述低通滤波器包括：

差分积分器，用于根据反馈得到的差分积分信号，将所述第一采样信号与所述第一参考信号进行全差分积分处理，并输出1位数字的差分积分信号；

数模转换器，与所述差分积分器相连，用于将所述差分积分信号进行累计计数并转换成所述检测信号。

14.根据权利要求9所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述第一参考信号是从纹波消除模块反馈得到的、或为设定值。

15.根据权利要求9所述的电流纹波消除电路，其特征在于，所述纹波消除模块包括：

信号预处理子模块，与所述第一检测模块相连并获取所述第二采样信号，用于生成所述检测信号和所述第二采样信号之间的误差信号；

信号消除子模块，与所述信号预处理子模块相连并接入负载所在线路，用于根据在执行所述第一操作期间所产生的误差信号消除流经负载的纹波信号。

16.根据权利要求8所述的电流纹波消除电路，其特征在于，还包括：调节单元，与所述纹波消除单元相连，用于检测所述负载侧的供电信号并根据一调节响应条件生成调节控制信号，基于所述调节控制信号控制所述纹波消除单元执行所述第一操作、或执行一第二操作、或在所述第一操作和第二操作之间进行调整；其中，所述第一操作不同于第二操作。

17.一种线电压补偿电路，其特征在于，包括：

线电压补偿单元，接收反映母线电压的信号，并根据所述信号和预设的一基准电压和至少一个参考电压输出检测信号；

驱动单元，连接所述线电压补偿单元和负载，用于将接收的检测信号及所述负载的跟随电压进行耦合以驱动所述负载；

采样单元，包括如权利要求1至7中任一项所述的可调电阻，与所述线电压补偿单元和所述驱动单元连接，用于基于所述检测信号调节所述负载所在线路的阻抗。

18.一种芯片，其特征在于，包括如权利要求8-16中任一所述的电流纹波消除电路。

19.一种芯片，其特征在于，包括如权利要求17所述的线电压补偿电路。

20.一种电路系统，其特征在于，包括：

负载；

如权利要求8-16中任一所述的电流纹波消除电路，接入所述负载所在线路；

滤波电容，与所述负载和电流纹波消除电路的串联电路并联连接。

21.根据权利要求20所述的电路系统，其特征在于，所述负载为LED灯。

22.一种电路系统，其特征在于，包括：

负载；

如权利要求17所述的线电压补偿电路，接入所述负载所在线路；

滤波电容，与所述负载并联连接。

23.根据权利要求22所述的电路系统，其特征在于，所述负载为LED灯。

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