CN208984107U - 用于旋转变压器解码电路的检测装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种用于旋转变压器解码电路的检测装置，本装置采用微处理器、单端转差分驱动器、低通滤波器和第一至第四乘法器搭建成输出信号符合检测要求的电路，微处理器输出两路正弦和余弦基波的PWM信号，经单端转差分驱动器分解成正反向正弦和余弦信号，由低通滤波器滤除高频载波后分别输入第一至第四乘法器，第一至第四乘法器模拟出旋转变压器解码电路能接受的检测信号，实现解码电路的检测；通过控制PWM信号占空比及采用单端转差分驱动器使能功能关断PWM信号，模拟故障旋转变压器输出信号对旋转变压器解码电路进行检测。本装置实现方式简单方便，降低实现成本，并可实现智能化控制，提高解码电路检测的效率。

Description

用于旋转变压器解码电路的检测装置

技术领域

本实用新型涉及一种用于旋转变压器解码电路的检测装置。

背景技术

通常新能源汽车交流异步电机转子位置采用旋转变压器检测，并由解码电路输出转子的位置信号，解码电路(如解码芯片AD2S1205)将旋转变压器输出的模拟信号转化为数字信号，便于数字信号处理。解码电路输出信号的准确性直接关系到交流异步电机的控制，因此，解码电路成品及设计方案均需模拟旋转变压器输出信号对其进行检测，以确保解码电路输出信号的准确性。

如图1和图2所示，经典旋转变压器1的初级绕组11位于转子上，两个次级绕组12则位于定子上。而对于可变磁阻旋变器2，其初级绕组21、次级绕组22均位于定子上，转子上没有绕组，但转子的特殊设计使得次级耦合随着角位置变化而发生正弦变化。

其中，两个次级绕组输出的电压信号分别为：

V_a＝V_s×Sin(ωt)×Cosθ (1)

V_b＝V_s×Sin(ωt)×Sinθ (2)

其中：θ为转子角度、Sin(ωt)为转子激励频率、V_s为转子激励幅度；

两个定子绕组机械错位90°，初级绕组采用交流基准源V_r激励，随后在定子次级绕组上耦合的幅度是转子相对于定子的位置函数。因此，旋转变压器产生由转子角度经正弦和余弦调制的两个输出电压V_a和V_b。旋变格式信号即指从旋变输出获得的信号V_a和V_b，如图3所示为V_a和V_b以及V_r输出信号波形示意图。

解码电路利用内部产生的合成基准信号来调制旋转变压器的输出信号，从而得出转子角度。因此解码电路的检测需准确模拟旋转变压器的输出信号，以实现解码电路的检测。

针对解码电路的检测，通常可以直接采用一个旋转变压器连接解码电路检验其输出信号是否准确，其优点是检测解码电路的旋转变压器输出信号无需模拟，可直接使用；但使旋转变压器旋转功能的实现需要人工旋转或电机旋转拖动，前者不利于自动化作业，检测效率低下，容易出现人工失误，后者需增加设备，实现成本过大。

随着电子技术的发展，解码电路检测所需的模拟信号也可以采用CPU芯片直接输出模拟信号实现，其实现成本低廉，通过CPU的PWM功能输出带有正弦信号的PWM载波，经由低通滤波器过滤掉PWM载波，即可实现模拟信号；根据式(1)和式(2)可知，旋转变压器输出的信号是与转子激励信号耦合的，故模拟信号的输出需要CPU先实现转子激励信号模数转换，进行数字计算，再输出调制后的PWM信号，CPU将不得不将大量计算资源消耗在数模转换、计算调制及PWM控制上，不利于CPU的其他功能使用，因此需有第二个CPU作为主控芯片，原CPU作为单独功能使用，该方案实现需两块CPU芯片，提高了应用成本。

发明内容

本实用新型所要解决的技术问题是提供一种用于旋转变压器解码电路的检测装置，本装置克服传统产生解码电路检测所需模拟信号的缺陷，其实现方式简单方便，降低实现成本，并可实现智能化控制，提高解码电路检测的效率。

为解决上述技术问题，本实用新型用于旋转变压器解码电路的检测装置包括微处理器、单端转差分驱动器、低通滤波器和第一至第四乘法器，所述微处理器分别输出第一PWM信号和第二PWM信号，所述第一PWM信号含有正弦基波和高频载波，所述第二PWM信号含有余弦基波和高频载波，所述第一PWM信号和第二PWM信号分别输入所述单端转差分驱动器的输入端，所述单端转差分驱动器分别输出与所述第一PWM信号同相的第三PWM信号、与所述第一PWM信号反相的第四PWM信号、与所述第二PWM信号同相的第五PWM信号、与所述第二PWM信号反相的第六PWM信号，所述第三至第六PWM信号输入所述低通滤波器滤除高频载波，所述低通滤波器分别输出正向正弦基波信号、反向正弦基波信号、正向余弦基波信号和反向余弦基波信号，所述正向正弦基波信号和反向正弦基波信号分别输入所述第一乘法器和第二乘法器的乘法输入端，所述正向余弦基波信号和反向余弦基波信号分别输入所述第三乘法器和第四乘法器的乘法输入端，所述第一至第四乘法器输出端分别输出旋转变压器解码电路的检测信号，所述第一至第四乘法器的Y1端互联、Y2端互联并且Y1端和Y2端提供旋转变压器解码电路检测的激励信号。

进一步，所述第一PWM信号和第二PWM信号的频率为10KHz，所述低通滤波器为由10KΩ电阻和0.1uF电容组成RC低通滤波器。

进一步，所述第一至第四乘法器输出端分别设有偏置电阻R1、偏置电阻R2和偏置电压。

由于本实用新型用于旋转变压器解码电路的检测装置采用了上述技术方案，即本装置采用微处理器、单端转差分驱动器、低通滤波器和第一至第四乘法器搭建成输出信号符合旋转变压器解码电路检测的电路，微处理器输出两路分别含有正弦基波和余弦基波的PWM信号，经单端转差分驱动器分解成正反向正弦基波信号和正反向余弦基波信号，由低通滤波器滤除高频载波后分别输入第一至第四乘法器，第一至第四乘法器模拟出旋转变压器解码电路能接受的检测信号，从而实现旋转变压器解码电路的检测；同时通过控制PWM信号的占空比范围及采用单端转差分驱动器的使能功能关断PWM信号，模拟故障旋转变压器的输出信号对旋转变压器解码电路进行检测。本装置克服传统产生解码电路检测所需模拟信号的缺陷，其实现方式简单方便，降低实现成本，并可实现智能化控制，提高解码电路检测的效率。

附图说明

下面结合附图和实施方式对本实用新型作进一步的详细说明：

图1为经典旋转变压器结构示意图；

图2为可变磁阻旋变器结构示意图；

图3为旋转变压器输出信号和激励信号波形示意图；

图4为本实用新型用于旋转变压器解码电路的检测装置原理框图；

图5为本装置中乘法器芯片示意图。

具体实施方式

实施例如图4所示，本实用新型用于旋转变压器解码电路的检测装置包括微处理器3、单端转差分驱动器4、低通滤波器5和第一至第四乘法器6、7、8、9，所述微处理器3分别输出第一PWM信号和第二PWM信号，所述第一PWM信号含有正弦基波和高频载波，所述第二PWM信号含有余弦基波和高频载波，所述第一PWM信号和第二PWM信号分别输入所述单端转差分驱动器4的输入端，所述单端转差分驱动器4分别输出与所述第一PWM信号同相的第三PWM信号PWM3、与所述第一PWM信号反相的第四PWM信号PWM4、与所述第二PWM信号同相的第五PWM信号PWM5、与所述第二PWM信号反相的第六PWM信号PWM6，所述第三至第六PWM信号输入所述低通滤波器5滤除高频载波，所述低通滤波器5分别输出正向正弦基波信号Sinθa、反向正弦基波信号Sinθb、正向余弦基波信号Cosθa和反向余弦基波信号Cosθb，所述正向正弦基波信号和反向正弦基波信号分别输入所述第一乘法器6和第二乘法器7的乘法输入端X1、X2，所述正向余弦基波信号和反向余弦基波信号分别输入所述第三乘法器8和第四乘法器9的乘法输入端X1、X2，所述第一至第四乘法器6、7、8、9输出端W分别输出旋转变压器解码电路10的检测信号，所述第一至第四乘法器6、7、8、9的Y1端互联、Y2端互联并且Y1端和Y2端提供旋转变压器解码电路10检测的激励信号。其中，Y1端和Y2端分别为乘法器的被除数Y的非反向输入端和被除数Y的反向输入端。

优选的，所述第一PWM信号和第二PWM信号的频率为10KHz，所述低通滤波器为由10KΩ电阻和0.1uF电容组成RC低通滤波器。

优选的，所述第一至第四乘法器输出端分别设有偏置电阻R1、偏置电阻R2和偏置电压。

采用上述检测装置的用于旋转变压器解码电路的检测方法包括如下步骤：

步骤一、微处理器输出第一PWM信号和第二PWM信号中正弦基波和余弦基波分别为Sinθ和Cosθ，其中θ角度可任意控制，模拟出旋转变压器旋转时的基波信号；

步骤二、微处理器输出的正弦基波Sinθ信号和余弦基波Cosθ信号经单端转差分驱动器调制输出分解为与正弦基波Sinθ信号同相的Sinθa信号、与正弦基波Sinθ信号反相的Sinθb信号、与余弦基波Cosθ信号同相的Cosθa信号、与余弦基波Cosθ信号反相的Cosθb信号；

步骤三、单端转差分驱动器输出信号经低通滤波器滤除高频载波，分别输出Sinθa信号、Sinθb信号、Cosθa和Cosθb信号，

其数学表达式分别为：

Sinθa＝E1*Sinθ+B

Sinθb＝-E1*Sinθ+B

Cosθa＝E1*Cosθ+B

Cosθb＝-E1*Cosθ+B其中：E1为低通滤波器滤波后，剩下的基波幅值；

B为当微处理器输出PWM信号，其基波的角度θ为0的PWM占空比，在低通滤波器滤波后的电压值，且此时的PWM占空比为50％；否则PWM占空比过高或过低，当角度θ为90度或270度时，可能无法正确输出对应的PWM占空比；

上述数学表达式中Sinθ和Cosθ为数字，是θ角度的正弦余弦量；微处理器输出第一PWM信号和第二PWM信号中正弦基波Sinθ和余弦基波Cosθ为名称，是用以指代二种信号的名称，两者的意义不同。

步骤四、将Sinθa信号和Sinθb信号分别接入第一乘法器的X1端和X2端，视为乘法器的乘数，乘数为Sinθa与Sinθb电压差，差值为Sinθa-Sinθb，数学表达式为：

X1-X2＝2×E1×Sinθ (1)

第一乘法器的W端为输出端接入旋转变压器解码电路的信号输入端Sin；

步骤五、将Sinθb信号和Sinθa信号分别接入第二乘法器的X1端和X2端，视为乘法器的乘数，乘数为Sinθb与Sinθa电压差，差值为-(Sinθa-Sinθb)，数学表达式为：

X1-X2＝-2×E1×Sinθ (2)

第二乘法器的W端为输出端接入旋转变压器解码电路的信号输入端SinLO；

步骤六、将Cosθa信号和Cosθb信号分别接入第三乘法器的X1端和X2端，视为乘法器的乘数，乘数为Cosθa与Cosθb电压差，差值为Cosθa-Cosθb，数学表达式为：

X1-X2＝2×E1×Cosθ (3)

第三乘法器的W端为输出端接入旋转变压器解码电路的信号输入端Cos；

步骤七、将Cosθb信号和Cosθa信号分别接入第四乘法器的X1端和X2端，视为乘法器的乘数，乘数为Cosθb与Cosθa电压差，差值为-(Cosθa-Cosθb)，数学表达式为：

X1-X2＝-2×E1×Cosθ (4)

第四乘法器的W端为输出端接入旋转变压器解码电路的信号输入端CosLO；

步骤八、第一至第四乘法器的Y1端和Y2端输出旋转变压器解码电路的激励信号，数学表达式为：

EXC-E\X\C\＝E0×Sin(ωt) (5)

其中：E0为激励信号的幅值，Sin(ωt)为激励信号的周期频率；

步骤九、微处理器通过控制PWM信号中的正弦基波和余弦基波的θ变量实现模拟旋转变压器的输出信号，分别将式(1)至式(5)的信号输入至第一至第四乘法器，将经过第一至第四乘法器调制后的信号输入旋转变压器解码电路，实现旋转变压器解码电路的检测，同时通过控制PWM信号的占空比范围大小及采用单端转差分驱动器的使能功能关断PWM信号，模拟故障旋转变压器的输出信号对旋转变压器解码电路进行检测。

优选的，根据旋转变压器解码电路认可的输入信号、激励信号及乘法器的计算公式，配比微处理器输出的第一PWM信号和第二PWM信号的占空比范围以及乘法器偏置电阻R1和电阻R2的阻值；

如图5所示，乘法器计算公式为：

其中：1KΩ≤R1、R2≤100KΩ，

旋转变压器解码电路认可的正弦基波输入信号的数学表达式为：

Sin-SinL0＝E_S×Sin(ωt)×Sinθ (7)

余弦基波输入信号的数学表达式为：

Cos-CosL0＝E_S×Sin(ωt)×Cosθ (8)

激励信号的数学表达式为：

EXC-E\X\C\＝E0×Sin(ωt) (9)

E0与Es的比值等同于旋转变压器输入与输出信号幅值的比值，通常旋转变压器输入与输出信号幅值的比值为2：1，

即正弦基波输入信号为：

余弦基波输入信号为：

将式(1)和式(2)以及式(9)分别代入式(6)，得到：

从而得出：

其含义为：当电阻R1和电阻R2的阻值确定时，得出微处理器输出的PWM信号其基波的幅值及PWM信号的占空比范围。

由于乘法器要求1KΩ≤R1,R2≤100KΩ，且选用较为常用的电阻阻值，假设R1＝20KΩ、R2＝30KΩ；代入式(15)可得：E1＝0.5V。其具体含义为微处理器输出PWM信号经过单端转差分驱动器信号放大，得到的Sinθa信号、Sinθb信号、Cosθa信号、Cosθb信号的基波幅值为0.5V。

根据基波幅值为0.5V，可确定PWM信号的占空比范围。例如，本装置中单端转差分驱动器采用AM26C31芯片，其逻辑高输出电压值VOH为3.4V，逻辑低输出电压值VOL为0.2V；

则：Δ占空比×(VOH-VOL)＝基波幅值×2

Δ占空比＝31.25％

微处理器输出第一PWM信号，其基波是正弦信号，占空比在50％±15.625％的信号即可，但以上VOH、VOL为数据手册上的理论标准值，可根据实际情况测定VOH、VOL电压值，再对占空比范围作出相应调整。

同理可得，微处理器输出第二PWM信号，其基波是余弦信号，占空比在50％±15.625％的信号即可。

本装置中乘法器采用AD633芯片，四个乘法器输出的互为两组差分的正余弦信号，但对数字地都是单端信号，其输出电压值W可视为有交流分量与直流分量相加的和，交流分量已在上文中阐述；其直流分量则是图4中与电阻R2连接的S端，实际电路上为一个单独的偏置电源，其电压值为激励信号的单端直流分量通过旋转变压器衰减后的电压值。假设普遍的激励信号的单端直流分量电压值为3.75V，旋转变压器输入与输出信号幅值比值为2：1，

则：S≈1.8V

因此实际电路中偏置电源连接一个1.8V的稳压电压芯片即可。

本装置实际上是模拟一个旋转变压器，应用于伺服驱动器或伺服交流系统的旋转变压器解码电路的检测，通过元器件组合和控制得到符合要求的正弦与余弦信号，将正弦信号和余弦信号与激励信号同时输入乘法器中，从乘法器输出上述式(1)至式(5)的信号调制后的信号接入旋变解码电路的信号输入端，从而实现解码电路的检测。其中激励信号可以为旋变解码电路输出的激励信号，也可用旋变解码电路输出的激励信号经过放大器比例放大或缩小后的信号。

采用26C31芯片的单端转差分驱动器在本装置中可作为保护器件保护微处理器，可代替微处理器提供更大的输出功率，通过控制该芯片的使能功能，可任意时刻关断PWM信号输出，且输出信号满足乘法器的X1-X2的输入要求，这也是最简单、成本低廉的实现方式。

本装置中采用四个乘法器调制出四种不同的调制信号接入旋变解码电路的信号输入端，如图5所示，乘法器芯片的电路搭建可参照AD633芯片的推荐电路。

Claims (3)

1.一种用于旋转变压器解码电路的检测装置，其特征在于：本装置包括微处理器、单端转差分驱动器、低通滤波器和第一至第四乘法器，所述微处理器分别输出第一PWM信号和第二PWM信号，所述第一PWM信号含有正弦基波和高频载波，所述第二PWM信号含有余弦基波和高频载波，所述第一PWM信号和第二PWM信号分别输入所述单端转差分驱动器的输入端，所述单端转差分驱动器分别输出与所述第一PWM信号同相的第三PWM信号、与所述第一PWM信号反相的第四PWM信号、与所述第二PWM信号同相的第五PWM信号、与所述第二PWM信号反相的第六PWM信号，所述第三至第六PWM信号输入所述低通滤波器滤除高频载波，所述低通滤波器分别输出正向正弦基波信号、反向正弦基波信号、正向余弦基波信号和反向余弦基波信号，所述正向正弦基波信号和反向正弦基波信号分别输入所述第一乘法器和第二乘法器的乘法输入端，所述正向余弦基波信号和反向余弦基波信号分别输入所述第三乘法器和第四乘法器的乘法输入端，所述第一至第四乘法器输出端分别输出旋转变压器解码电路的检测信号，所述第一至第四乘法器的Y1端互联、Y2端互联并且Y1端和Y2端提供旋转变压器解码电路检测的激励信号。

2.根据权利要求1所述的用于旋转变压器解码电路的检测装置，其特征在于：所述第一PWM信号和第二PWM信号的频率为10KHz，所述低通滤波器为由10KΩ电阻和0.1uF电容组成RC低通滤波器。

3.根据权利要求1或2所述的用于旋转变压器解码电路的检测装置，其特征在于：所述第一至第四乘法器输出端分别设有偏置电阻R1、偏置电阻R2和偏置电压。