CN208971510U - 无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，包括第一二极管、λ1/4微带线、耦合电容、第二二极管、第二二极管直流使能电路以及天线系统，发射机分别与第一二极管的正极和λ1/4微带线的连接，λ1/4微带线的另一端分别与耦合电容和第二二极管的负极连接，耦合电容的另一端与天线系统连接，第二二极管的正极分别与接收机和第二二极管直流使能电路的输出端连接，第一二极管的负极接地。该切换开关电路相对于传统使用环形器的射频切换开关，减少了环形器的使用，集成化程度高，体积小，没有环形器发热，无需对切换开关电路进行特别的散热，降低开关切换产生的发热量从而减小系统中热辐射的影响，结构简单，成本低。
Description
技术领域
本实用新型属于无线通信通信功率切换技术领域，具体地说，涉及无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路。
背景技术
在当代信息技术发展的潮流中，无线通信技术应用非常广泛影响非常深远，在通信系统中可谓是起着举足轻重的地位。无线信息传输系统相对于有线传输具有覆盖范围广、基础设备架设成本低、终端连接设备使用灵活方便等优点。如二十世纪的有线电话，每部电话需要对应牵引一条电话线。通过有线电缆传输信号，电话并不能随意移动，这让我们经常容易错过电话。但到了二十一世纪无线电话手机的应用使我们不再受原本有线传输线缆的束缚。
目前信息通信系统分为以下几大类：①光纤通信②卫星通信③数字微波通信④毫米波通信，在以上4中通信方式中除光纤外其余都为无线电波通信方式。在信息技术的不断发展中，我们身边的的无线电波信号源越来越密集，波段范围越来越宽泛。我们对无线电波信号传输的需求也是越来越高。如低成本，远距离传输等一些需求。在提升传输距离的方案中，增大发射功率是最直接、效果最明显的方法，而在实际应用中对产品的体积与成本有一定的要求。所以在发射和接收电磁波时，我们往往需要使用同一根(一组)天线完成发射和接收。在这种情况我下，我们就需要把电磁波发射通路信号与接收通路的信号使用开关进行分时切换。而目前市面上的射频切换开关使用了环形器实现切换，但是很难实现大功率切换效果。如果需要实现大功率切换那么在设计成本上将支付昂贵的器件费用，而且因为散热的原因也不便于集成。
实用新型内容
针对现有技术中上述的不足，本实用新型提供无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，该切换开关电路相对于传统使用环形器的射频切换开关，减少了环形器的使用，集成化程度高，体积小，没有环形器发热，无需对切换开关电路进行特别的散热，降低开关切换产生的发热量从而减小系统中热辐射的影响，结构简单，成本低，功率能够有效提高。
为了达到上述目的，本实用新型采用的解决方案是：无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，包括第一二极管、λ1/4微带线、耦合电容、第二二极管、第二二极管直流使能电路以及天线系统，发射机分别与第一二极管的正极和λ1/4微带线的连接，λ1/4微带线的另一端分别与耦合电容和第二二极管的负极连接，耦合电容的另一端与天线系统连接，第二二极管的正极分别与接收机和第二二极管直流使能电路的输出端连接，第一二极管的负极接地。
进一步地，所述的天线系统包括滤波电路和天线，耦合电容的另一端经滤波电路与天线电连接。
进一步地，所述的滤波电路包括第四电感，第四电感的一端与耦合电容连接，耦合电容还与第八电容和第七电容连接，第七电容的另一端、第四电感的另一端与第六电容、第三电感和第五电容连接，第三电感和第五电容的另一端共同与第四电容、第三电容和第二电感连接，三电容和第二电感的另一端与第二电容和第一电容连接，第一电容的另一端与天线连接，第八电容、第六电容、第四电容和第二电容的另一端接地。
进一步地，所述的第二二极管直流使能电路的使能信号输入端与第十一电容、第十五电容、第一电阻连接，第一电阻的另一端与第一电感连接，第一电感的另一端与第二二极管的正极连接，第十一电容、第十五电容的另一端接地。
进一步地，述的第二二极管直流使能电路还包括低压差线性稳压器，所述的低压差线性稳压器的使能端与通用输入输出端连接，所述的低压差线性稳压器的输出端与第十一电容、第十五电容、第一电阻连接。
进一步地，所述的第二二极管直流使能电路还包括DC-DC电路，所述的DC-DC电路的输出端与第十一电容、第十五电容、第一电阻连接。
进一步地，所述的第二二极管的正极还与第十二电容和第十三电容连接，第十二电容的另一端与第九电容连接，第九电容的另一端与接收机连接，所述的第十三电容的另一端接地。
进一步地，所述的第九电容与第十二电容之间还连接有ESD保护器。
进一步地，所述的发射机通过第十电容后与第一二极管的正极和λ1/4微带线的连接，第一二极管的负极接地。
本实用新型的有益效果是：
(1)该切换开关电路相对于传统使用环形器的射频切换开关，减少了环形器的使用，集成化程度高，体积小，没有环形器发热，无需对切换开关电路进行特别的散热，降低开关切换产生的发热量从而减小系统中热辐射的影响，结构简单，成本低，功率能够有效提高，本结构有着超低的插入损耗，实现较低的发热量与功率损耗，从而提高整机数据收发时效率。
(2)使用低压差线性稳压器实现第二二极管直流使能控制，让电路的偏置更稳定且电路简单效果好。
(3)设置ESD保护器，防护接收端口不被静电击穿，保障电路使用寿命。
附图说明
图1为本实用新型收发分时切换开关电路结构示意图；
图2为本实用新型收发分时切换开关电路图；
附图中：
C1-第一电容，C2-第二电容，C3-第三电容，C4-第四电容，C5-第五电容，C6-第六电容，C7-第七电容，C8-第八电容，C9-第九电容，C10-第十电容，C11-第十一电容，C12-第十二电容，C13-第十三电容，C14-第十四电容，C15-第十五电容，D1-第一二极管，D2-第二二极管，L1-第一电感，L2-第二电感，L3-第三电感，L4-第四电感，R1-第一电阻，E1-ESD保护器。
具体实施方式
以下结合附图对本实用新型作进一步描述：
本发明基于传输线终端短路理论和终端开路理论基础进行设计。
终端短路ZL＝0的情况下表达式如下：
Zin(d)＝jZtan(βd)
Zin(d)＝V(d)/I(d)＝JZ0tan(βd)
随着测量点至负载之间的距离增加，阻抗呈现周期性变化。假设d＝0阻抗等于负载阻抗，其值为零。随着距离d增加，传输线的阻抗为纯虚数，而且幅度增大。当前位置的电信号为正好，表示传输线呈现感性。当d达到1/4波长时阻抗趋于无穷大，这对应于开路情况。距离再增加，出现负的电抗，它等效为容性。当d＝λ/2，阻抗换为零，而当d>λ/2后，整个周期不断重复。在实际情况下，对传输线上的不同位置，或者对一组长度不同的传输线进行电测量都很困难。较为容易的方法是使用矢量网络分析仪，测量阻抗随频率的变化。d固定不变，在矢量网络分析仪扫过的频带上可以看到阻抗会成周期性的变化。
终端开路ZL＝∞表达式如下：
Zin(d)＝jZ0*1/tan(βd)
从该公式可以看出终端开路传输线的表达式与终端短路传输线的表达式取反。从而可以得出终端开路与终端短路的限流电压相位在相同传输线距离上相位取反。该理论在物理实验上的现象为在矢量网络分析仪中测试时，如测量d＝λ1/4时。在终端短路的情况下阻抗趋于无穷大既开路，而在终端开路情况下测试时传输线趋于零，既短路。在本发明中，利用二极管来实现传输线的终端开路与短路状态切换，从而实现电信号通断。实现大功率射频信号的收发切换。
如图1所示，无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，包括第一二极管D1、λ1/4微带线、耦合电容、第二二极管D2、第二二极管直流使能电路以及天线系统，发射机分别与第一二极管D1的正极和λ1/4微带线的连接，λ1/4微带线的另一端分别与耦合电容和第二二极管D2的负极连接，耦合电容的另一端与天线系统连接，第二二极管的正极分别与接收机和第二二极管D2直流使能电路的输出端连接，第一二极管D1的负极接地。
进一步地，所述的天线系统包括滤波电路和天线，耦合电容的另一端经滤波电路与天线电连接。
如图2所示，所述的滤波电路包括第四电感L4，第四电感L4的一端与耦合电容连接，耦合电容即第十四电容C14，第十四电容C14还与第八电容C8和第七电容C7连接，第七电容C7的另一端、第四电感L4的另一端与第六电容C6、第三电感L3和第五电容C5连接，第三电感L3和第五电容C5的另一端共同与第四电容C4、第三电容C3和第二电感L2连接，第三电容C3和第二电感L2的另一端与第二电容C2和第一电容C1连接，第一电容C1的另一端与天线连接，第八电容C8、第六电容C6、第四电容C4和第二电容C2的另一端接地。
进一步地，所述的第二二极管直流使能电路包括低压差线性稳压器，所述的低压差线性稳压器的使能端与通用输入输出端连接，所述的低压差线性稳压器的输出端与第十一电容C11、第十五电容C15、第一电阻R1连接，第一电阻R1的另一端与第一电感L1连接，第一电感L1的另一端与第二二极管D2的正极连接，第十一电容C11、第十五电容C15的另一端接地。
除了使用低压差线性稳压器外，本申请还可以使用DC-DC，三极管，非门，甚至直接用单片机的IO口实现第二二极管直流使能控制。
进一步地，所述的第二二极管D2的正极还与第十二电容C12和第十三电容C13连接，第十二电容C12的另一端与第九电容C9连接，第九电容C9的另一端与接收机连接，所述的第十三电容C13的另一端接地；第九电容C9与第十二电容C12之间还连接有ESD保护器，保护接收端口。
进一步地，所述的发射机通过第十电容C10后与第一二极管D1的正极和λ1/4微带线的连接，第一二极管D1的负极接地。
在图2中，MA-2为发射机接口，SMA-3为接收机接口，SMA-1为天线系统接口。该电路结构的逻辑操作步骤如下：
第一步：发射状态时，将通用输入输出端GPIO1置0，使低压差线性稳压器LDO1为停机不工作状态，因为没有直流信号流过D2。而D2选用反向击穿电压200V的二极管。在没有正向直流偏置的情况下，D2为截止状态。对于反向信号来说是高阻态。同时D1也为截止状态。此时发射机信号通过SMA-2接口输入，经过C10和微带线进入滤波器到达SMA-1连接的天线，天线将发射机信号辐射到空气中。
第二步：接收状态时，将通用输入输出端GPIO1置高，使低压差线性稳压器LDO1处于工作状态，此次将会有一个3.3V的直流电压通过D2，使D2导通，此时交流信号可反向通过D2到达接收机端口SMA-3，同时直流电压经过微带线进入D1使D1导通。使D1对地短路，该结构为传输线终端短路状态，且在D1到C14处有一段1/4波长的特性阻抗。此时对于SMA-1口进来的信号来说，SMA-2端口的同路为高阻态，那么信号就会经过D2流向SMA-3的接收模块。
从以上两个步骤可以看出我们的发明电路能够实现功率信号切换的功能，且对信号的损耗非常小。
在实际进行产品设计时，通过调整图中元器件的参数值，能够实现不同的滤波效果，实现不同频段的天线的分时切换。
以上所述实施例仅表达了本实用新型的具体实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本实用新型专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本实用新型的保护范围。
Claims (9)
1.无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：包括第一二极管(D1)、λ1/4微带线、耦合电容、第二二极管(D2)、第二二极管直流使能电路以及天线系统，发射机分别与第一二极管(D1)的正极和λ1/4微带线的连接，λ1/4微带线的另一端分别与耦合电容和第二二极管(D2)的负极连接，耦合电容的另一端与天线系统连接，第二二极管(D2)的正极分别与接收机和第二二极管直流使能电路的输出端连接，第一二极管(D1)的负极接地。
2.根据权利要求1所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的天线系统包括滤波电路和天线，耦合电容的另一端经滤波电路与天线电连接。
3.根据权利要求2所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的滤波电路包括第四电感(L4)，第四电感(L4)的一端与耦合电容连接，耦合电容还与第八电容(C8)和第七电容(C7)连接，第七电容(C7)的另一端、第四电感(L4)的另一端与第六电容(C6)、第三电感(L3)和第五电容(C5)连接，第三电感(L3)和第五电容(C5)的另一端共同与第四电容(C4)、第三电容(C3)和第二电感(L2)连接，第三电容(C3)和第二电感(L2)的另一端与第二电容(C2)和第一电容(C1)连接，第一电容(C1)的另一端与天线连接，第八电容(C8)、第六电容(C6)、第四电容(C4)和第二电容(C2)的另一端接地。
4.根据权利要求1所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的第二二极管直流使能电路的使能信号输入端与第十一电容(C11)、第十五电容(C15)、第一电阻(R1)连接，第一电阻(R1)的另一端与第一电感(L1)连接，第一电感(L1)的另一端与第二二极管(D2)的正极连接，第十一电容(C11)、第十五电容(C15)的另一端接地。
5.根据权利要求4所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的第二二极管直流使能电路还包括低压差线性稳压器，所述的低压差线性稳压器的使能端与通用输入输出端连接，所述的低压差线性稳压器的输出端与第十一电容(C11)、第十五电容(C15)、第一电阻(R1)连接。
6.根据权利要求4所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的第二二极管直流使能电路还包括DC-DC电路，所述的DC-DC电路的输出端与第十一电容(C11)、第十五电容(C15)、第一电阻(R1)连接。
7.根据权利要求1所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的第二二极管(D2)的正极还与第十二电容(C12)和第十三电容(C13)连接，第十二电容(C12)的另一端与第九电容(C9)连接，第九电容(C9)的另一端与接收机连接，所述的第十三电容(C13)的另一端接地。
8.根据权利要求7所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的第九电容(C9)与第十二电容(C12)之间还连接有ESD保护器。
9.根据权利要求1所述的无线通信系统的低成本收发分时切换开关电路，其特征在于：所述的发射机通过第十电容(C10)后与第一二极管(D1)的正极和λ1/4微带线的连接，第一二极管(D1)的负极接地。
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