CN208908026U - 应用于无线功率传输中二次谐波天线结构 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种应用于无线功率传输中二次谐波天线结构。包括天线1、天线2、倍压器1、倍压器2和改进型环形混合网络；倍压器1和倍压器2电路结构相同，倍压器1和倍压器2输出接共同负载R _L实现直流功率叠加；改进型环形混合网络端口4接天线1，端口2接天线2，天线1接收入射电磁波并通过改进型环形混合网络传输至倍压器1和倍压器2；倍压器1和倍压器2转换入射电磁波至直流功率同时伴随二次谐波产生，由于引入四分之一波长短路支节，倍压器1和倍压器2产生的二次谐波被完全反射且传输至环形混合网络端口2，端口2通过引入阻抗变换器实现二次谐波在端口2的最大输出，且通过天线2实现二次谐波反馈，达到天线校准目的。

Description

应用于无线功率传输中二次谐波天线结构

技术领域

本实用新型涉及一种天线校准结构，特别涉及一种应用于无线功率传输中二次谐波天线结构。

背景技术

远场无线功率传输技术促进了无线传感器网络快速发展。高定向接收、发射天线的使用能够实现基站与无线传感器网络间无线功率链路。然而，如图1所示，接收、发射天线间错位问题严重影响到无线功率链路的效率。因此，在无线功率传输应用中，需要对接收、发射天线进行校准。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种应用于无线功率传输中二次谐波天线结构，包括天线1、天线2，倍压器1和倍压器2，以及改进型环形混合网络；所述倍压器1包括同向串联的第一二极管D ₁和第二二极管D ₂，串联的第一二极管D ₁和第二二极管D ₂两端并联第二电容C ₂，第二二极管D ₂的正极接地，第一二极管D ₁和第二二极管D ₂之间的电极点与第一电容C ₁的一端相连，第一电容C ₁的另一端作为倍压器1的输入端；所述倍压器2包括同向串联的第三二极管D ₃和第四二极管D ₄，串联的第三二极管D ₃和第四二极管D ₄两端并联第四电容C ₄，第三二极管D ₃的正极接地，第三二极管D ₃和第四二极管D ₄之间的电极点与第三电容C ₃的一端相连，第三电容C ₃的另一端作为倍压器2的输入端。

所述倍压器1和倍压器2的输出接共同负载R _L实现直流功率叠加。改进型环形混合网络四个端口分别为端口1，端口2，端口3和端口4。端口4接天线1，端口1和端口3分别接倍压器1和倍压器2，端口2接天线2。

距离端口1和端口3八分之一波长处引入两个短路支节，短路支节长度为四分之一波长；端口2处接阻抗变换器。

解决发射、接收天线间错位问题，保证到达接收天线功率密度，提高无线功率传输系统性能，包括以下步骤：

步骤1）：由于引入四分之一波长短路支节对基波入射电磁波等效为开路状态，因此对基波入射频率无影响；所述天线1接收相同工作频率天线3发射的基波频率电磁波，并通过改进型环形混合网络传输至倍压器1和倍压器2；倍压器1和倍压器2高效率转换入射电磁波至直流功率的同时产生二次谐波。

步骤2）：由于引入四分之一波长短路支节对二次谐波等效为短路状态，倍压器1和倍压器2产生的二次谐波被完全反射并且传输至端口2，通过引入的阻抗变换器实现二次谐波在端口2处的最大输出。

步骤3）；二次谐波作为二次谐波天线输入功率，实现二次谐波反馈。所述改进型环形混合网络端口2接天线2实现二次谐波反馈，并且被二次谐波天线4接收；

步骤4）在距离d相同和信号源发射功率一致情况下，接收、发射天线间错位与二次谐波反馈功率相关，从而通过接收到的二次谐波反馈功率实现天线校准。天线4接收到的二次谐波反馈与错位角度相关，错位角度为零度时，接收到的二次谐波反馈功率最大，从而实现二次谐波天线校准。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果在于改进型环形混合网络的二次谐波天线校准结构，不需要额外添加反馈电路，有助于电路结构紧凑型高效率无线功率传输系统的实现。

附图说明

图1无线功率传输技术接收、发射天线错位示意图；

图2 传统环形混合网络电路符号；

图3 改进型环形混合网络电路符号；

图4 基于传统环形混合网络的整流天线；

图5 基于改进型环形混合网络的整流天线；

图6 二次谐波天线校准方法实施案例。

具体实施方式

下面结合实施例及本实用新型工作原理作进一步说明。

图2为传统环形混合网络的电路表示符号；作为四端口网络，如果所有端口匹配至50欧姆，端口4的输入功率等分至端口1和端口3；端口1和端口3电压信号有180度相位差，端口4与端口2隔离，即没有功率传输至端口4；所述环形混合网络工作在基波频段w₀的散射参数矩阵为：

图3是改进型环形混合网络的电路表示符号；改进型环形混合网络在传统环形混合网络基础上添加了两个相同的四分之一波长短路支节，由于四分之一短路支节对于基波频率的开路特性，使得改进型环形混合网络仍然保持传统环形混合网络的特性，即当所有端口匹配至50欧姆，端口4的输入功率等分至端口1和端口3；端口1和端口3电压信号有180度相位差，端口4与端口2隔离，即没有功率传输至端口4；同时，四分之一波长短路支节对于二次谐波相当于短路，使得倍压器1和倍压器2产生的二次谐波被四分之一波长短路支节等效的短路完全反射并且传输至端口2。图5所示。所述改进型整流天线具有二次谐波反馈特性，并且其二次谐波有效工作端口为：端口1，端口2和端口3，通过引入阻抗变换器可以实现倍压器1和倍压器2的二次谐波最大化传输进入端口2。端口1，端口2和端口3对应的二次谐波2w₀的散射参数矩阵为：

实施例说明

图6所示为二次谐波天线校准方法实施例，为了方便计算，假设改进型环形混合网络的端口4接收到的射频信号为，根据环形混合网络基波散射参数矩阵，端口1和端口3的射频信号可以分别表示为：

非线性倍压器1和倍压器2的输出响应可以通过泰勒展开描述，例如公式（3）中电压作为输入电压时，倍压器1的输出响应可以表示为

（5）

其中是输出响应电压，，，和是泰勒展开系数。根据三角函数关系cos² x = (cos2x+1)/2，二次谐波由产生，并且二次谐波的产生随输入功率的增加而增加。因此，倍压器1和倍压器2在改进型环形混合网络的端口1和端口3产生的二次次谐波可以表示为：

倍压器1和倍压器2产生相同幅度和相位的二次谐波。根据改进型环形混合网络的特点，倍压器1和倍压器2产生的二次谐波会被四分之一短路支节全部反射并且传输至端口2，端口2处通过阻抗变换器实现二次谐波的最大输出，并且连接天线2实现二次谐波反馈，以达到接收、发射天线校准。

如图6所示为二次谐波天线校准方法的实施案例。天线1、天线2平行并且间隔相同，以确保与相同布局的天线3、天线4间夹角相同，即q。天线1和天线3增益均与q相关，q越小增益越大，q为零度时增益达到最大，可以表示为G(q)。因此，当天线3发射功率为P _tx时，天线1能够接收到的功率P _in可以根据雷达方程计算：

其中是基波工作频率下对应的电磁波波长。

天线1接收到的功率P _in通过改进型环形混合网络传输至倍压器1和倍压器2。方便计算分析，假设倍压器1和倍压器2二次谐波产生占总输入功率的比值为k，因此，二次谐波传输至改进型环形混合网络端口2的功率可以计算为：

传输至改进型环形混合网络端口2的二次谐波作为天线2的输入功率，从而实现二次谐波反馈。接收天线4接收到该二次谐波反馈，接收到的二次谐波功率可以根据雷达方程计算：

其中是二次谐波频率下对应的电磁波波长，是二次谐波天线2和天线4对应的天线增益，与错位角度q相关，q越小增益越大，q为零度时增益达到最大。

因此，通过公式（10）可以看出，二次谐波天线4接收到的二次谐波功率大小与错位角度q紧密相关，当q为零度时，接收到的二次谐波功率达到最大，从而实现通过二次谐波进行天线校准。

Claims (2)

1.应用于无线功率传输中二次谐波天线结构，其特征在于，包括天线1、天线2，倍压器1和倍压器2，以及改进型环形混合网络；

所述倍压器1包括同向串联的第一二极管D₁和第二二极管D₂，串联的第一二极管D₁和第二二极管D₂两端并联第二电容C₂，第二二极管D₂的正极接地，第一二极管D₁和第二二极管D₂之间的电极点与第一电容C₁的一端相连，第一电容C₁的另一端作为倍压器1的输入端；所述倍压器2包括同向串联的第三二极管D₃和第四二极管D₄，串联的第三二极管D₃和第四二极管D₄两端并联第四电容C₄，第三二极管D₃的正极接地，第三二极管D₃和第四二极管D₄之间的电极点与第三电容C₃的一端相连，第三电容C₃的另一端作为倍压器2的输入端，

所述倍压器1和倍压器2的输出接共同负载R_L实现直流功率叠加；

改进型环形混合网络四个端口分别为端口1，端口2，端口3和端口4；

端口4接天线1，端口1和端口3分别接倍压器1和倍压器2，端口2接天线2。

2.根据权利要求1所述的应用于无线功率传输中二次谐波天线结构，其特征在于，距离端口1和端口3八分之一波长处引入两个短路支节，短路支节长度为四分之一波长；端口2处接阻抗变换器。