CN208623550U - 一种用于浮动地线buck型开关电源的电源开关状态检测电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型涉及电源检测技术领域，尤其涉及一种用于浮动地线BUCK型开关电源的电源开关状态检测电路，浮动地线BUCK型开关电源包括电源VIN1、电源VIN2、开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2、功率管N1、肖特基二极管SD1、电感L1、PWM控制及功率管驱动电路、第一地线和第二地线，电源开关状态检测电路包括NMOS管N2、电阻R3、采样保持电路、负电源产生电路和电压比较器；本案只在功率管导通时间段内对开关状态进行检测，在开关状态检测时间段内，二极管漏电电流很小，检测电阻可以选择得较大，减小电阻功率损耗，提高系统工作效率，同时漏电电流不随系统电源电压改变，系统不会随电源电压变化而出现错误。
Description
技术领域
本实用新型涉及电源检测技术领域，尤其涉及一种用于浮动地线BUCK型开关电源的电源开关状态检测电路。
背景技术
如图1所示，为现有的一种电源开关状态检测电路，其中电源部分包括电源 VIN1、电源VIN2、开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2、二极管SD1、电感 L1、功率管N1，检测电路部分包括电阻R1、电阻R2、电压比较器、PWM控制及功率管驱动电路，检测电路用于检测与电源VIN2连接的开关S2的状态，并输出逻辑信号。
该电源电路的系统架构为BUCK型架构，该电路有2个电源，电源VIN1和电源VIN2由开关S1和开关S2选择开通，PWM控制及功率管驱动电路用来控制功率管N1。当功率管N1栅极电压大于其阈值电压时，功率管N1导通，电感L1充电，充电电流从电源VIN1经过二极管D1，或者从电源VIN2经过二极管D2，然后经过负载、电感L1、功率管N1到达地线；当功率管N1栅极电压小于其阈值电压时，功率管N1关断，电感L1放电，放电电流从二极管SD1阳极经过二极管 SD1、负载、电感L1回到二极管SD1阳极。
当开关S1导通、开关S2关闭时，电源VIN1通过二极管D1为负载供电，二极管D2关闭；当开关S1关闭、开关S2导通时，电源VIN2通过二极管D2为负载供电，二极管D1关闭。
电阻R1、电阻R2和电压比较器用于检测开关S2的状态，并输出逻辑信号。电阻R1和电阻R2为检测电阻，电阻R1和电阻R2的连接点为检测点，检测点的电压作为电压比较器的输入信号，电压比较器的阈值电压值为Vth。
当开关S1关闭、开关S2导通时，电阻R1和电阻R2的连接点的电压为：
式(1)中VIN2为电源VIN2的电压值。此时，电阻R1和电阻R2的连接点的电压大于电压比较器的阈值电压Vth，即：
V检测-1＞Vth 式(2)
当开关S1导通、开关S2关闭时，二极管D2关闭，流过二极管D2、电阻R1 和R2的电流为0A，检测点的电压应该为0，此时，电阻R1和电阻R2的连接点的电压小于电压比较器的阈值电压Vth，即0＜Vth。
但是，现有常用的二极管在较高的工作温度和较高的反向电压情况下，会存在由二极管阴极流向阳极的反向漏电电流。假设由二极管D2阴极流向阳极的反向漏电电流为I漏电-D2，则二极管D2上的反向电压VD2可以表达为：
VD2＝VIN1-I漏电-D2×(R1+R2) 式(3)
式(3)中VIN1为电源VIN1的电压值，电源VIN1的电压值越大，二极管D2上的反向电压越大，通过二极管D2的反向漏电电流越大。通常，电源VIN1的电压值会比较大，二极管D2的反向漏电电流也比较大。二极管D2的反向漏电电流流过电阻R1、电阻R2，电阻R1和电阻R2的连接点的电压V检测-2如下式：
V检测-2＝I漏电-D2×R2 式(4)
为保证该电源开关状态检测电路不受二极管D2反向漏电电流影响而出现工作错误，此时，电阻R1和电阻R2的连接点的电压V检测-2应该小于电压比较器的阈值电压Vth，即：
V检测-2＜Vth 式(5)
综上所述，电压比较器的阈值电压Vth的值应该满足：
V检测-2＜Vth＜V检测-1 式(6)
即：
通常，二极管D2的反向漏电会比较大，电阻R2的电阻值需要选择得很小，使其满足下式：
I漏电-D2×R2＜Vth 式(8)
但由于电阻R2的电阻值选择得很小，电阻R1的电阻值也需要选择得很小来满足下式：
在开关S2导通时，电阻R1、电阻R2上的功率为：
电阻R1和电阻R2的电阻值选择得很小，会造成在开关S2导通时，电阻R1和电阻R2的功率很大。
因此，当电阻R1和电阻R2的电阻值无法足够小时，电源开关状态检测电路会受二极管D2反向漏电电流影响而出现工作错误。电源VIN1的电压值越大，二极管D2上的反向电压越大，通过二极管D2的反向漏电电流越大，电源开关状态检测电路越容易受二极管D2反向漏电电流影响而出现工作错误。当电阻R1和电阻R2的电阻值足够小时，电阻R1和电阻R2上的功率会比较大，从而降低系统效率，并引起电源系统发热严重。所以，检测电阻R1和电阻R2的电阻值很难选择。
实用新型内容
针对现有技术中的问题，本实用新型提供一种应用于BUCK架构电源的电源开关状态检测电路。
为实现以上技术目的，本实用新型的技术方案是：
一种用于浮动地线BUCK型开关电源的电源开关状态检测电路，所述浮动地线BUCK型开关电源包括电源VIN1、电源VIN2、开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2、功率管N1、肖特基二极管SD1、电感L1、PWM控制及功率管驱动电路、第一地线和第二地线，所述电源VIN1与开关S1的一端连接，所述开关S1 的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电源VIN2与开关S2的一端连接，所述开关S2的另一端与二极管D2的阳极连接，所述功率管N1的栅极与PWM控制及功率管驱动电路的输出端连接，漏极分别与二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接，源极分别与肖特基二极管SD1的阴极、电感L1的一端、PWM控制及功率管驱动电路的接地端和第一地线连接，所述肖特基二极管SD1的阳极接第二地线，所述电感L1的另一端接负载的一端，所述负载的另一端接第二地线；所述电源开关状态检测电路包括NMOS管N2、电阻R3、采样保持电路、负电源产生电路和电压比较器，所述NMOS管N2的漏极与二极管D2的阳极连接，源极与电阻 R3的一端和采样保持电路的第一输入端连接，栅极与采样保持电路的第二输入端、PWM控制及功率管驱动电路的输出端、功率管N1的栅极连接，所述电阻R3 的另一端与负电源产生电路的输出端连接，所述采样保持电路的输出端与电压比较器的同相输入端连接，所述电压比较器的反相输入端、接地端和负电源产生电路的接地端均与第一地线连接，所述负电源产生电路用于产生相对于第一地线的负电压信号，所述采样保持电路用于检测电阻R3上的电压信号。
从以上描述可以看出，本实用新型具备以下优点：
本实用新型所述的电源开关状态检测电路，只在功率管导通时间段内对开关状态进行检测。因为开关状态检测时间段内，二极管上的反向电压很小，所以漏电也很小，检测电阻的电阻值可以选择得比较大，从而减小检测电阻上的功率损耗，提高系统的工作效率。因为开关状态检测时间段内，二极管上的反向漏电电流不随系统电源电压改变，所以电源开关状态检测电路不会随系统电源电压变化而出现工作错误。
附图说明
图1是现有电源开关状态检测电路的结构示意图；
图2是本实用新型的结构示意图。
具体实施方式
结合图2，详细说明本实用新型的一个具体实施例，但不对本实用新型的权利要求做任何限定。
如图2所示，一种用于浮动地线BUCK型开关电源的电源开关状态检测电路，浮动地线BUCK型开关电源包括电源VIN1、电源VIN2、开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2、功率管N1、肖特基二极管SD1、电感L1、PWM控制及功率管驱动电路、第一地线GND1和第二地线GND2，电源VIN1与开关S1的一端连接，开关S1的另一端与二极管D1的阳极连接，电源VIN2与开关S2的一端连接，开关S2的另一端与二极管D2的阳极连接，功率管N1的栅极与PWM控制及功率管驱动电路的输出端连接，漏极分别与二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接，源极分别与肖特基二极管SD1的阴极、电感L1的一端、PWM控制及功率管驱动电路的接地端和第一地线连接，肖特基二极管SD1的阳极接第二地线，电感L1 的另一端接负载的一端，负载的另一端接第二地线GND2；
电源开关状态检测电路包括NMOS管N2、电阻R3、采样保持电路、负电源产生电路和电压比较器，NMOS管N2的漏极与二极管D2的阳极连接，源极与电阻 R3的一端和采样保持电路的第一输入端连接，栅极与采样保持电路的第二输入端、PWM控制及功率管驱动电路的输出端、功率管N1的栅极连接，电阻R3的另一端与负电源产生电路的输出端连接，采样保持电路的输出端与电压比较器的同相输入端连接，电压比较器的反相输入端、接地端和负电源产生电路的接地端均与第一地线GND1连接，负电源产生电路用于产生相对于第一地线GND1的负电压信号，采样保持电路用于检测电阻R3上的电压信号。
本实用新型的工作原理为：
本实用新型的电源系统架构为浮动地线BUCK型架构，开关电源包括2个电源(电源VIN1和电源VIN2)，电源VIN1和电源VIN2由开关S1和开关S2选择开通，PWM控制及功率管驱动电路用来控制功率管N1。当功率管N1栅极电压大于其阈值电压时，功率管N1导通，电感L1充电，充电电流从电源VIN1或VIN2 经过二极管D1或二极管D2、功率管N1、电感L1、负载到达第二地线GND2；当功率管N1栅极电压小于其阈值电压时，功率管N1关断，电感L1放电，放电电流从肖特基二极管SD1阳极流过肖特基二极管SD1、电感L1、负载回到肖特基二极管SD1阳极。该浮动地线BUCK架构的电源电路可以实现与现有的普通BUCK 架构的电源相同的功能。
当开关S1导通、开关S2关闭时，电源VIN1通过二极管D1为负载供电，二极管D2关闭；当开关S1关闭、开关S2导通时，电源VIN2通过二极管D2为负载供电，二极管D1关闭。
电阻R3、NMOS管N2、采样保持电路、负电源产生电路和电压比较器用于检测开关S2的状态，并输出逻辑信号。负电源产生电路用于产生相对于第一地线 GND1的负电压信号，其负电压值为VSS。NMOS管N2的漏极连接开关S2和二极管D2的阳极，NMOS管N2的源极连接作为检测电阻的电阻R3的一端，电阻R3 的另一端连接负电源产生电路输出的负电源VSS。电阻R3和NMOS管N2源极的连接点为检测点，检测点的电压作为采样保持电路的输入信号，采样保持电路的输出信号作为电压比较器的输入信号。
NMOS管N2与功率管N1同时由PWM控制及功率管驱动电路输出的信号控制，所以NMOS管N2与功率管N1同时导通、同时关闭。PWM控制及功率管驱动电路输出的信号作为采样保持电路的时序控制信号，使得采样保持电路仅在功率管 N1导通和NMOS管N2导通时，才检测电阻R3上的电压，并保持检测到的电压信号作为电压比较器同相输入端的输入信号，电压比较器反相输入端的输入电压值为Vth(即电压比较器的阈值电压)。
当开关S1关闭、开关S2导通，并且功率管N1导通、NMOS管N2导通时，采样保持电路对检测点的电压值进行检测。并保持检测到的电压信号作为采样保持电路的输出电压信号。将第一地线GND1的电压值视为0V，则采样保持电路检测点的电压为：
V检测-1＝VDS-N1+VD2-VDS-N2 式(11)
式(11)中，VDS-N1为功率管N1导通时漏极与源极的电压差值，VD2为二极管D2 的阳极与阴极的电压差值，VDS-N2为NOMS管N2导通时漏极与源极的电压差值。功率管N1导通和NMOS管N2工作于线性区，所以VDS-N1和VDS-N2的值约等于0，二极管D2导通时阳极与阴极的电压差值约为0.5V左右，所以V检测-1≈0.5V。
当开关S1导通、开关S2关闭，并且功率管N1导通、NMOS管N2导通时，二极管D2关闭，流过二极管D2、NMOS管N2和电阻R3上的电流为0，将第一地线GND1的电压值视为0V，则检测点的电压值为：-|VSS|。
如果二极管D2工作温度较高，并且二极管D2的阴极与阳极电压差值较大的情况下，会存在由二极管D2阴极流向阳极的反向漏电电流。假设当开关S1导通、开关S2关闭，并且功率管N1导通、NMOS管N2导通时，由二极管D2的阴极流向阳极的漏电电流值为I漏电-D2，则检测点上的电压为：
V检测-2＝I漏电-D2×R3-|VSS| 式(12)
此时，二极管D2上的反向电压为：
VD2-反向＝VDS-N1+|VSS|-VDS-N2-I漏电-D2×R3≈|VSS|-VDS-N2-I漏电-D2×R3＜|VSS| 式(13)
即二极管D2上的反向电压的最大值为|VSS|。因为|VSS|值可以设计得很小，所以二极管D2上的反向漏电电流I漏电-D2值也很小。并且，二极管D2上的反向电压不会随系统的电源VIN1和VIN2的电压值改变，所以漏电电流I漏电-D2值也不会随系统的电源VIN1和VIN2的电压值改变。
为保证该电源开关状态检测电路能正常检测开关S1的状态，同时不因为二极管D2反向漏电电流而出现工作错误，电压比较器的反相输入端的电压Vth的值应该满足：
V检测-2＜Vth＜V检测-1 式(14)
即：
I漏电-D2×R3-|VSS|＜Vth＜0.5V 式(15)
因为二极管D2的反向漏电电流I的值很小，所以电阻R3的电阻值可以选择得比较大。NMOS管N2导通时工作在线性区，所以其导通电阻很小，与R3的阻值相比较是可以忽略的，所以，在开关S2导通、NMOS管N2导通时，NMOS管N2和电阻R3上的功率为：
因为|VSS|值可以设计得很小，电阻R3的电阻值也可以选择得比较大，所以功率Pdiss会变得几乎可以忽略。
结合以上分析可知，本实用新型中电源采用浮动地线BUCK架构，检测电路只在功率管导通时间段内对开关状态进行检测。与现有电源开关状态检测电路相比，开关状态检测时间段内，该电源开关状态检测电路的二极管上的反向漏电电流很小，并且不随系统电源电压改变。因为开关状态检测时间段内，该电源开关状态检测电路的二极管上的反向电压很小，所以漏电电流也很小，检测电阻的电阻值可以选择得比较大，从而减小检测电阻上的功率损耗，提高系统的工作效率，防止电子器件因发热而烧毁，提高了系统可靠性。
综上所述，本实用新型具有以下优点：
本实用新型所述的电源开关状态检测电路，只在功率管导通时间段内对开关状态进行检测。因为开关状态检测时间段内，二极管上的反向电压很小，所以漏电也很小，检测电阻的电阻值可以选择得比较大，从而减小检测电阻上的功率损耗，提高系统的工作效率。因为开关状态检测时间段内，二极管上的反向漏电电流不随系统电源电压改变，所以电源开关状态检测电路不会随系统电源电压变化而出现工作错误。
可以理解的是，以上关于本实用新型的具体描述，仅用于说明本实用新型而并非受限于本实用新型实施例所描述的技术方案。本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本实用新型进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本实用新型的保护范围之内。
Claims (1)
1.一种用于浮动地线BUCK型开关电源的电源开关状态检测电路，所述浮动地线BUCK型开关电源包括电源VIN1、电源VIN2、开关S1、开关S2、二极管D1、二极管D2、功率管N1、肖特基二极管SD1、电感L1、PWM控制及功率管驱动电路、第一地线和第二地线，所述电源VIN1与开关S1的一端连接，所述开关S1的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电源VIN2与开关S2的一端连接，所述开关S2的另一端与二极管D2的阳极连接，所述功率管N1的栅极与PWM控制及功率管驱动电路的输出端连接，漏极分别与二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接，源极分别与肖特基二极管SD1的阴极、电感L1的一端、PWM控制及功率管驱动电路的接地端和第一地线连接，所述肖特基二极管SD1的阳极接第二地线，所述电感L1的另一端接负载的一端，所述负载的另一端接第二地线；
其特征在于：所述电源开关状态检测电路包括NMOS管N2、电阻R3、采样保持电路、负电源产生电路和电压比较器，所述NMOS管N2的漏极与二极管D2的阳极连接，源极与电阻R3的一端和采样保持电路的第一输入端连接，栅极与采样保持电路的第二输入端、PWM控制及功率管驱动电路的输出端、功率管N1的栅极连接，所述电阻R3的另一端与负电源产生电路的输出端连接，所述采样保持电路的输出端与电压比较器的同相输入端连接，所述电压比较器的反相输入端、接地端和负电源产生电路的接地端均与第一地线连接，所述负电源产生电路用于产生相对于第一地线的负电压信号，所述采样保持电路用于检测电阻R3上的电压信号。
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