CN208140793U - 一种超低功耗电池电压采样电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种超低功耗电池电压采样电路，包括NMOS管、PMOS管、R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻、R6电阻和C1电容，输入网络信号同时连接R5电阻和R6电阻，R5电阻另外一脚连接NMOS管G极，R6电阻另外一脚连接NMOS管S极同时连接电源负极，R3电阻和R4电阻同时连接PMOS管的G极，R3另外一脚连接NMOS管D极，R4另外一脚连接PMOS管S极同时连接电源正极，PMOS管D极与R1电阻连接，C1电容和R2电阻并联到输出网络信号和电源负极之间；该超低功耗电池电压采样电路大大降低了设备的功耗，延长了电池的工作时间，降低了设备维护成本。

Description

一种超低功耗电池电压采样电路

技术领域

本实用新型涉及电池电压采样领域，尤其涉及一种超低功耗电池电压采样电路。

背景技术

目前物联网通讯终端的应用十分广泛，各种不同的终端应运而生。目前市面上的集成无线数据通讯(如GPRS)于一体物联网终端，一般是连续自动采集传感器信息，并按照预先设定的时间间隔自动上报至信息管理中心。这意味着设备一直处于工作状态中，虽然有部分时间设备控制器处于休眠模式，功耗稍低，但对一些难以获取市电或者太阳能供电的情况只能采用电池(锂离子电池或者铅酸蓄电池)供电的场所，如不能准确采集电池电量信息，将会造成通讯困难。由于电池电量有限，需要及时充电或者更换电池，否则会造成电池的永久性损坏，此外对一些长时间休眠的应用场合，超低功耗设计显得尤为重要。

另外，与本发明最相近的技术实现方案如下，但都存在一定不足：

方案一：如图1所示，直接用高精度电阻R1、R2串联进行分压，分压后的电压BAT_ADC_IN输入至微处理器的ADC的输入脚，由于一直存在工作电流(电源经电阻R1、R2到电源负极)，工作电流大小与电阻R1、R2串联之和成反比，电流功耗为毫安级，缺点是功耗最大。

方案二：如图2所示，用高精度电阻R1、R2串联进行分压，在接地端用三极管NPN进行控制，采集电压时导通(微处理器输出信号BAT_ADC_EN为高电平)，分压后的电压BAT_ADC_IN输入至微处理器的ADC的输入脚，由于三极管NPN存在偏置电阻必然存在偏置电流，电流功耗为毫安级；不采集时关闭三极管(微处理器输出信号BAT_ADC_EN为低电平)，由于三极管特性，截止时(三极管B极与E极电压为0V)，三极管C极与E极之间存在漏电流(微安级)，电流大小与三极管C极、E极之间电阻、电阻R1、R2串联(分压电阻不能太大，太大无法驱动ADC，因此电阻串联一般为千欧级)三者之和成反比，电流功耗为微安级，加权平均功耗比方案一小。

方案三：如图3所示，公开号为CN205176120U的公开了一篇实用新型专利公开了一种低功耗的电池电压采集电路，用高精度电阻R1、R2串联进行分压，在电源端用三极管NPN和MOS管组合控制，采集电压时导通(微处理器输出信号BAT_ADC_EN为高电平)，分压后的电压BAT_ADC_IN输入至微处理器的ADC的输入脚，三极管NPN存在偏置电阻必然存在偏置电流，电流功耗为毫安级；不采集时关闭(微处理器输出信号BAT_ADC_EN为低电平)，由于三极管特性，截止时(B极与E极电压为0V)，C极与E极之间也存在漏电流(微安级)，电流大小与C极与E极之间电阻、上拉电阻(一般为兆欧级)两者之和成反比，电流功耗为微安级，加权平均功耗比方案二略小，但不采集电压时仍然也会产生较大功耗。

因此，特别需要一种降低设备的功耗，延长电池工作时间的超低功耗电池电压采样电路，以解决现有技术中存在的问题。

实用新型内容

本实用新型的目的是为了解决现有技术中的缺陷，提供一种降低设备的功耗，延长电池工作时间的超低功耗电池电压采样电路，来解决现有技术中存在的问题。

为实现上述目的，本实用新型的技术方案如下：

一种超低功耗电池电压采样电路，包括NMOS管、PMOS管、R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻、R6电阻和C1电容，输入网络信号同时连接R5电阻和R6电阻，所述R5电阻另外一脚连接NMOS管G极，所述R6电阻另外一脚连接NMOS管S极同时连接电源负极，所述R3电阻和R4电阻同时连接PMOS管的G极，所述R3另外一脚连接NMOS管D极，所述R4另外一脚连接PMOS管S极同时连接电源正极，所述PMOS管D极与R1电阻连接，所述C1电容和R2电阻并联到输出网络信号和电源负极之间。

为了进一步实现本实用新型，所述PMOS管采用型号为AO3401的PMOS管，所述NMOS管采用型号为LBSS123L的NMOS管。

为了进一步实现本实用新型，电源正极电压为12V，所述R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻和R6电阻的阻值分别为10kΩ、3kΩ、10kΩ、1MΩ、100kΩ和1MΩ，所述C1电容的电容值为100nF。

有益效果

本实用新型采集电压时(NMOS管和PMOS管均导通)电流功耗为微安级；不采集电压时(NMOS管和PMOS管均不导通)电流功耗为基本为0，可以忽略不计，大大降低了设备的功耗，延长了电池的工作时间，降低了设备维护成本。

附图说明

图1为方案一的电压采样电路的原理框图；

图2为方案二的电压采样电路的原理框图；

图3为方案三的电压采样电路的原理框图；

图4为本实用新型超低功耗电池电压采样电路的原理框图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型作进一步地详细的说明，这些附图均为简化的示意图，仅以示意方式说明本实用新型的基本结构，本具体实施的方向以图1方向为标准。

实施例一

如图1所示，本实用新型超低功耗电池电压采样电路包括NMOS管、PMOS管、R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻、R6电阻和C1电容，其中：

输入网络信号(BAT_ADC_EN)同时连接R5电阻和R6电阻，R5电阻另外一脚连接NMOS管G极(栅极)，R6电阻另外一脚连接NMOS管S极(源极)同时连接电源负极，R3电阻和R4电阻同时连接PMOS管的G极，R3另外一脚连接NMOS管D极(漏极)，R4另外一脚连接PMOS管S极同时连接电源正极，PMOS管D极与R1电阻连接，C1电容和R2电阻并联到输出网络信号(BAT_ADC_IN)和电源负极之间；R5电阻和R6电阻为NMOS管的偏置电阻，R3电阻和R4电阻为PMOS管偏置电阻，R1电阻和R2电阻为分压电阻，C1电容主要起滤波作用，提高电压稳定性。

选用PMOS管采用型号为AO3401的PMOS管，NMOS管采用型号为LBSS123L的NMOS管，电源正极电压为12V，所述R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻和R6电阻的阻值分别为10kΩ、3kΩ、10kΩ、1MΩ、100kΩ和1MΩ，所述C1电容的电容值为100nF。

采集电压时，微处理器输出的输出网络信号为TTL电平，输入网络信号为高电平时，NMOS管G极与S极之间的电压大于导通阈值电压(大于0V)，导通后NMOS管D极电压接近0V，NMOS管偏置电流为微安级；与此同时电阻R3和R4进行分压，PMOS管G极与S极之间的电压小于导通阈值电压(负值，负电压)，PMOS管导通，PMOS管偏置电流为微安级；电压通过R1和R2进行分压进入输出网络信号输入至微处理器的ADC引脚，由于D极与S极之间的导通电阻为数十毫欧、采样电流(输入至微处理器的ADC引脚电流)不到1毫安，那么通过PMOS管的压降为数十微伏(数十毫欧乘以1毫安)，PMOS管的压降几乎可以忽略不计，可以作为一个理想的电源开关；不采集电压时，输入网络信号为低电平(0V)时，NMOS和PMOS均不导通，电流功耗基本为0，可以忽略不计。

本实用新型采集电压时(NMOS管和PMOS管均导通)电流功耗为微安级；不采集电压时(NMOS管和PMOS管均不导通)电流功耗为基本为0，可以忽略不计，大大降低了设备的功耗，延长了电池的工作时间，降低了设备维护成本。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施方式，本实用新型并不局限于上述实施方式，在实施过程中可能存在局部微小的结构改动，如果对本实用新型的各种改动或变型不脱离本实用新型的精神和范围，且属于本实用新型的权利要求和等同技术范围之内，则本实用新型也意图包含这些改动和变型。

Claims (3)

1.一种超低功耗电池电压采样电路，其特征在于，包括NMOS管、PMOS管、R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻、R6电阻和C1电容，输入网络信号同时连接R5电阻和R6电阻，所述R5电阻另外一脚连接NMOS管G极，所述R6电阻另外一脚连接NMOS管S极同时连接电源负极，所述R3电阻和R4电阻同时连接PMOS管的G极，所述R3另外一脚连接NMOS管D极，所述R4另外一脚连接PMOS管S极同时连接电源正极，所述PMOS管D极与R1电阻连接，所述C1电容和R2电阻并联到输出网络信号和电源负极之间。

2.根据权利要求1所述的超低功耗电池电压采样电路，其特征在于，所述PMOS管采用型号为AO3401的PMOS管，所述NMOS管采用型号为LBSS123L的NMOS管。

3.根据权利要求2所述的超低功耗电池电压采样电路，其特征在于，电源正极电压为12V，所述R1电阻、R2电阻、R3电阻、R4电阻、R5电阻和R6电阻的阻值分别为10kΩ、3kΩ、10kΩ、1MΩ、100kΩ和1MΩ，所述C1电容的电容值为100nF。