CN207304427U - 一种高压变频驱动感应电机的仿真模型 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种高压变频驱动感应电机的仿真模型，包括：12脉波整流电路，其由两组三相对称交流电压源、12脉波整流桥组成，两组三相对称交流电压源的线电压接入12脉波整流桥输入端；直流母线滤波电容，其接入12脉波整流桥输出端；负载电路，其与直流母线滤波电容两端连接；H桥单元电路，其输入端与直流母线滤波电容两端连接，H桥单元电路输出端输出至感应电机；级联H桥电路，其用于串联6个H桥单元电路中的H桥逆变器的A、B端；感应电机补偿电路，其接入感应电机；间接矢量控制电路，其接入感应电机。本实用新型的有益效果：可以模拟出中高压感应电机的实际运行情况，对工程实践中的整个驱动控制系统设计具有很好的指导意义。
Description
技术领域
本实用新型涉及高压变频器技术领域，具体而言，涉及一种高压变频驱动感应电机的仿真模型。
背景技术
目前感应电机驱动控制系统的建模主要应用在低压中小功率等场合，很少涉及到高压大功率感应电机控制系统的建模与仿真，中小功率的感应电机模型没有办法模拟出中高压大功率感应电机的实际运行情况，无法指导中高压大功率感应电机驱动系统的设计与实现。
实用新型内容
为解决上述问题，本实用新型的目的在于提供一种高压变频驱动感应电机的仿真模型，可以很好的模拟出中高压感应电机的实际运行情况。
本实用新型提供了一种高压变频驱动感应电机的仿真模型，包括：
12脉波整流电路，其由两组三相对称交流电压源、12脉波整流桥组成，两组三相对称交流电压源的线电压接入所述12脉波整流桥的输入端；
直流母线滤波电容，其接入所述12脉波整流桥的输出端；
负载电路，其与所述直流母线滤波电容两端连接；
H桥单元电路，其输入端与所述直流母线滤波电容两端连接，所述H桥单元电路的输出端输出至感应电机，所述H桥单元电路由调制电路和H桥逆变器组成，调制信号接入所述调制电路的输入端，所述调制电路的输出端与所述H桥逆变器的g端连接，所述H桥逆变器的A、B端输出的端电压输出至感应电机；
级联H桥电路，其用于串联6个H桥单元电路中的H桥逆变器的A、B 端；
感应电机补偿电路，其接入所述感应电机，用于对所述感应电机的无功功率进行补偿；
间接矢量控制电路，其接入所述感应电机，用于控制所述感应电机的输出转矩和定子励磁电流。
作为本实用新型进一步的改进，所述12脉波整流桥包括整流变压器和晶闸管整流桥，所述整流变压器为三绕组三相变压器，所述整流变压器一次侧与所述三相对称交流电压源的线电压连接，所述整流变压器二次侧的支流电压分别接入两个晶闸管整流桥的输入端，两个晶闸管整流桥的两个输出端与所述直流母线滤波电容连接。
作为本实用新型进一步的改进，所述负载电路包括启动电路、开关电路、能耗电路、放电电路、感应电机负载和制动电源，启动电路的输入端与一个晶闸管整流桥的输入端连接，所述启动电路的输出端与所述开关电路的输入端连接，所述开关电路的输出端与所述能耗电路的输入端连接，所述能耗电路的输出端与所述放电电路连接，所述放电电路与所述感应电机负载连接，所述制动电源接至所述感应电机。
作为本实用新型进一步的改进，所述感应电机负载为恒功率负载。
作为本实用新型进一步的改进，所述调制电路为倍频调制电路，所述倍频调制电路的四个驱动信号S1、S2、S3、S4分别为H桥左侧上桥臂驱动信号、H桥左侧下桥臂驱动信号、H桥右侧上桥臂驱动信号、H桥右侧下桥臂驱动信号，载波不移相时作为H桥左侧桥臂的载波信号，载波移相180°作为H桥右侧桥臂的调制信号，H桥两个桥臂调制出的两个电压做差输出得到输出电压，该输出电压接至所述H桥逆变器的g端。
作为本实用新型进一步的改进，所述级联H桥电路采用采用载波水平移相调制，载波移相π/6，波延迟Ts/12，同一位置的桥臂信号延迟Ts/12。
作为本实用新型进一步的改进，所述直流母线滤波电容的计算公式为：
L＝P/(2πfCn-1U2)
n＝1,2,3...
式中，C3为直流母线滤波电容，P为3倍额定功率，f为输入电源频率， U为母线电压峰值，a为直流母线电压纹波量。
作为本实用新型进一步的改进，所述感应电机补偿电路采用补偿电容，补偿电容的计算公式为：
式中，为初始功率因数角，为补偿后的功率因数角，P为感应电机输出功率，C为补偿电容，U为相电压，ω＝100π。
本实用新型的有益效果为：
可以很好的模拟出中高压感应电机的实际运行情况，对工程实践中的整个驱动控制系统设计具有很好的指导意义，具有实际应用价值。
附图说明
图1为12脉波整流电路和负载电路的连接示意图；
图2为12脉波整流电路的示意图；
图3为负载电路的示意图；
图4为启动电路的示意图；
图5为开关电路的示意图；
图6为能耗电路的示意图；
图7为放电电路的示意图；
图8为负载电路中直流电压波形的示意图；
图9为负载电路中直流电流波形的示意图；
图10为滤波后负载电路中直流电压波形的示意图；
图11为滤波后负载电路中直流电流波形的示意图；
图12为直流母线电阻工作模式测试的示意图；
图13为直流母线PWM工作模式测试的示意图；
图14为H桥单元电路的示意图；
图15为倍频调制电路的示意图；
图16为倍频调制波形的示意图；
图17为THD＝11.13％时，双极性调制波形的示意图；
图18为THD＝3.06％时，倍频调制波形的示意图；
图19为级联H桥电路的示意图；
图20为a相逆变器模块的示意图；
图21为a相调制模块的示意图；
图22为载波水平移相调制的示意图；
图23为H桥单元的直流母线电压波形示意图；
图24为H桥单元电压波形示意图；
图25为一阶滤波截止频率为1000pi时，H桥单元电压波形示意图；
图26为a相电压波形示意图；
图27为一阶滤波截止频率为1000pi时，三相电压波形示意图；
图28为a相电流波形示意图；
图29为一阶滤波截止频率为1000pi时，三相电流波形示意图；
图30为直接启动电机仿真模型；
图31为感应电机直接启动相电压波形示意图；
图32为感应电机直接启动相电流波形示意图；
图33为启动电流波形示意图；
图34为空载电流波形示意图；
图35为额定负载电流波形示意图；
图36为电机转速波形示意图；
图37为电机转矩波形示意图；
图38为启动过程有功功率波形示意图；
图39为额定运行有功功率波形示意图；
图40为启动过程无功功率波形示意图；
图41为额定运行无功功率波形示意图；
图42为补偿之后，启动过程无功功率波形示意图；
图43为补偿之后，额定运行无功功率波形示意图；
图44为矢量控制框图；
图45为矢量控制仿真模型；
图46为图45中abc-αβ坐标变换模块；
图47为图45中αβ-dq坐标变换模块；
图48为图45中dq-αβ坐标变换模块；
图49为图45中αβ-abc坐标变换模块；
图50为间接矢量控制电机相电压波形示意图；
图51为间接矢量控制电机相电流波形示意图；
图52为间接矢量控制电机负载转矩波形示意图；
图53为间接矢量控制电机转速波形示意图；
图54为间接矢量控制电机磁链波形示意图；
图55为间接矢量控制电机转矩波形示意图。
具体实施方式
下面通过具体的实施例并结合附图对本实用新型做进一步的详细描述。
本实用新型实施例的一种高压变频驱动感应电机的仿真模型，包括：
12脉波整流电路，其由两组三相对称交流电压源、12脉波整流桥组成，两组三相对称交流电压源的线电压接入12脉波整流桥的输入端；
直流母线滤波电容，其接入12脉波整流桥的输出端；
负载电路，其与直流母线滤波电容两端连接；
H桥单元电路，其输入端与直流母线滤波电容两端连接，H桥单元电路的输出端输出至感应电机，H桥单元电路由调制电路和H桥逆变器组成，调制信号接入调制电路的输入端，调制电路的输出端与H桥逆变器的g端连接， H桥逆变器的A、B端输出的端电压输出至感应电机；
级联H桥电路，其用于串联6个H桥单元电路中的H桥逆变器的A、B 端；
感应电机补偿电路，其接入感应电机，用于对感应电机的无功功率进行补偿；
间接矢量控制电路，其接入感应电机，用于控制感应电机的输出转矩和定子励磁电流。
为减小直流母线电压的纹波量，降低滤波电容的容量，选择12脉波整流电路。12脉波整流电路和负载电路的连接如图1所示，12脉波整流电路的输出端Udc+、Udc-与负载电路的输入端Udc+、Udc-连接。如图2所示，12脉波整流桥包括整流变压器和晶闸管整流桥，整流变压器为三绕组三相变压器，整流变压器一次侧与三相对称交流电压源的线电压连接，整流变压器二次侧的支流电压分别接入两个晶闸管整流桥的输入端，两个晶闸管整流桥的两个输出端与直流母线滤波电容连接。Ua、Ub、Uc、Ua1、Ub1、Uc1分别为三相对称交流电压源通过三绕组三相变压器变压后的电压，作为两个晶闸管整流桥的输入电压，两个晶闸管整流桥输出端的Udc+、Udc-作为输出电压。三相对称交流电压源的线电压有效值为400V，两个电压源相位差为30°。晶闸管整流桥输出的直流电压峰值为1090V。
如图3，负载电路包括启动电路、开关电路、能耗电路、放电电路、感应电机负载和制动电源，启动电路的输入端与一个晶闸管整流桥的输入端连接，启动电路的输出端与开关电路的输入端连接，开关电路的输出端与能耗电路的输入端连接，能耗电路的输出端与放电电路连接，放电电路与感应电机负载连接，制动电源接至感应电机。
对直流母线电路进行负载测试，采用电阻负载模型，实际负载电路为感应电机负载，在额定功率下为恒功率负载，额定功率为2MW，额定负载时母线电流为：
式中，P为额定功率，m＝3，为感应电机相数，N＝6，为级联H桥个数， Udc＝1090V，为12脉波整流桥输出峰值即为直流母线电压。
可以计算出Idc＝102A，而电阻负载R＝10.69Ω，未加入滤波电容时，额定负载时负载电路波形如图8和9所示，可以看出，直流母线电压纹波量大约为3.21％，所以需要加入滤波电容减小输出电压的纹波量，这里为了确定母线电压的纹波量，考虑设计裕度，按照实际负载功率的3倍进行设定，由此确定负载电阻R＝3.56Ω，按照纹波量a＝％1Udc要求设计，根据3相6脉波桥式不控整流电路的设计过程，确定12脉波滤波电容的选择。
直流母线滤波电容的计算公式为：
L＝P/(2πfCn-1U2)
式中，n＝1,2,3...，C3为直流母线滤波电容，P为3倍额定功率，f为输入电源频率，U为母线电压峰值，a为直流母线电压纹波量。
根据以上参数求出C0，迭代3次求出最终电容值为C3＝0.0307F，加入滤波电容后，3倍额定功率时，整流桥输出波形如图10和11所示。可以看出，母线电压纹波量小于1％，满足设计要求。
如图4-7分别为启动电路、开关电路、能耗电路、放电电路，起到控制负载电路的作用。其中，启动电路限制直流母线建立速度，保证充电电流和电容电压在允许范围内，仿真时可以按照母线电压泵升限制设定充电电阻大小，不考虑充电电流(实际工程根据电压和电流，启动时间确定充电电阻)，在这里，启动电阻R＝0.02Ω，启动时间t＝0.001s，系统开关控制直流母线输出，设定t＝0.2s，能耗电路限制电机制动时母线电压泵升，能耗电阻R＝0.1Ω，放电电路将母线电容电荷释放干净，放电时间与系统断电时间相同t＝0.2s，放电电阻R＝1Ω(实际设计与启动电阻过程相同)，制动电源模拟电机制动过程，直流电压设定为2500V，作用时间t＝0.05到0.2s之间。
模拟额定功率下实际过程中直流母线电容启动、电机能耗制动和结束放电的过程，其仿真波形如图12所示，启动无过压，当电机制动使母线电压泵升到1500V时，打开制动电路，制动能量通过电阻消耗掉，保证母线电压的稳定，电机停转后，启动放电电路，将母线电压释放掉。实际负载特性为PWM 型恒功率负载，因此有必要验证在PWM电路中系统工作的可靠性，进行仿真，如图13所示，当t>0.02s时，电机制动产生反向充电电流，为保证母线电压的稳定，其母线电压限幅1100V，测试可知，母线电压波形稳定(PWM工作模式为搭建级联H桥之后的测试结果)。
H桥单元电路仿真电路如图14所示，根据感应电机参数可知，感应电机线电压有效值为6000V，由此可知相电压有效值为3464V，峰值为4899V，每相逆变器采用6个H桥单元级联的方式，每个单元输出电压峰值为816.5V，根据之前母线电压的仿真结果，Udc＝1090V，因此调制信号Ur＝816.5V，其中调制电路采用倍频调制电路，其等效开关频率为2fs，可以有效减小输出电压的THD.倍频调制电路如图15所示，倍频调制电路的四个驱动信号S1、S2、S3、S4分别为H桥左侧上桥臂驱动信号、H桥左侧下桥臂驱动信号、H桥右侧上桥臂驱动信号、H桥右侧下桥臂驱动信号。载波不移相时作为H桥左侧桥臂的载波信号，调制过程为Ur＞Uc1，S1导通，S2截止；载波移相180°作为H桥右侧桥臂的调制信号，调制过程为Ur＜Uc1，S3导通，S4截止；这样， H桥两个桥臂调制出的两个电压做差输出得到输出电压，该输出电压接至H 桥逆变器的g端。由于两个桥臂调制时动作时间不统一，等效开关频率提高一倍，输出电压波形THD明显小于双极性和单极性调制，其调制波形如图16 所示。与双极性调制策略进行对比，其输出波形如图17和18所示。倍频调制效果更好(一阶滤波器截止频率均为1000π)，图15中，载波频率fs＝5KHz，与调制信号进行相同的直流偏移，其三角信号设置如下Time values：[0ts/4ts/2 3*ts/4ts]，Output values：[1 2 1 0 1]。
根据之前的分析结果，每相逆变器有6个H桥单元，每个H桥单元采用倍频调制，级联H桥电路采用采用载波水平移相调制，载波移相π/6，波延迟Ts/12，同一位置的桥臂信号延迟Ts/12。级联H桥电路如图19所示，其中 a相逆变器模块如图20所示，直流电源采用12脉波整流电路，载波调制电路如图21所示，载波分别移相Ts/12，移相后的载波波形如图22所示，其中S1-S6分别表示H桥单元左侧上桥臂驱动信号，由此可以看出，载波延迟Ts/12，同一位置的桥臂信号延迟Ts/12。
利用电阻负载进行全桥逆变器测试，系统工作在额定功率下，不考虑系统的效率和功率因数(默认为100％，增加容量裕度即可)，可计算出相电流的幅值约为Ia＝1.414*2e6/1.732/6e3＝272A，额定功率运行时，H桥单元母线电压如图23所示。图23表明，直流母线的纹波量为0.4％，满足之前的设计要求，按照之前的3倍功率容量(6MW)的设计要求，Udc的纹波量小于1％，则额定工作状态大约为0.36％左右。
根据系统电压等级及容量设计的级联H桥逆变器，额定功率时仿真结果如图24-29所示，图24为H桥单元的输出电压，直流母线电压约为1090V，额定工作状态下纹波量很小，图25为H桥单元滤波后的输出电压，幅值约为 816.5V，滤波器截止频率很高，不会产生信号衰减，与设定的调制电压基本一致，图26为a相输出电压，图27为a相滤波后的相电压，约为4900V，图 28为a相电流，图29为滤波后的a相电流，幅值约为271A。
感应电机仿真参数如下：
线电压Urms＝6KV，功率P＝2MW，效率97％，功率因数0.93，定子电阻： 0.5Ω，转子电阻：0.12Ω，定子漏感：2.9mH，转子漏感：2.9mH，励磁电感： 0.18H，转动惯量：66Kg.m2，最大转矩系数：3.8Tn，最大转差系数：0.067，额定转矩：12732N，额定转差率：0.8％，额定转速：1488rpm，启动转矩： 0.60Tn，启动电流：8In。
为了分析大功率感应电机直接启动的动态过程，对电机励磁进行无功补偿，首先进行感应电机的直接启动测试，直接启动电机仿真模型如图30所示。仿真时间为2.5s，负载转矩在t＝1.2s加入额定负载转矩TL＝12732N.m。仿真结果如图31和32所示。由图31和32可知，直接启动会产生很大的启动电流，启动到额定负载稳定的电流过程如图33-35所示。
根据电机参数可知，额定功率时电机相电流幅值可以根据输出功率计算得到：
式中，P＝2MW，Uline＝6000V，η＝0.97，计算得到Ia＝301.7A，图33表明，启动电流幅值约为2420A，达到8In，图24表明，空载电流幅值为100A，图35表明，额定电流幅值为302A。
启动转矩与转速波形如图36和37所示，启动过程中电磁转矩产生剧烈震荡，导致转速产生高频抖动，这对于转动惯量很大的电机冲击很大。电机启动过程中的有功功率和无功功率如图38-41所示。可以看出启动时无功功率很高，主要是由于启动时转差率为1，转子电等效电阻很小，系统产生很大的无功电流，全部用来建立磁场和转子的漏磁通电动势，启动时无功功率很大，功率因数很低，随着转速上升，转差率减小，转矩增加，有功功率增加，达到最大转差率时，转矩最大，此时转子侧漏阻抗的无功功率可以忽略，有输出有功功率为主，此时测试得到电机在额定状态运行时单相有功功率 P＝0.6835MW，单相无功功率Q＝0.2686MW，功率因数为0.93，由于电机功率等级较高，虽然功率因数很高，但是产生的无功功率还是很大，需要对其进行补偿，可以根据功率三角形进行补偿计算，目标功率因数为0.98，计算过程如下：
式中，为初始功率因数角，为补偿后的功率因数角，P为感应电机输出功率，C为补偿电容，U为感应电机相电压，ω＝100π。根据补偿目标可以计算出输出功率P＝2MW，相电压U＝3464V，ω＝100π，由此可以计算出补偿电容C＝3.3635e-5F。补偿之后的无功功率波形如图42 和43所示，无功功率为0.142MW，功率因数为0.979(有功功率不变)。
矢量控制框图如图44所示，其仿真模型如图45所示。图45中abc-αβ、αβ-dq、 dq-αβ和αβ-abc的坐标变换模块仿真模型如图46-49。
间接矢量控制仿真结果如图50-55所示。为了实现定子侧励磁电流与转矩电流完全解耦，采用磁链闭环，控制用于消除磁链建立时间常量Tr，缩短磁链建立时间，提高磁链响应速率，仿真开始的时候不给定转速信号，在磁链建立完成后(t<0.3s)，给定转速信号，为了保证转矩快速响应，建立转矩闭环，使得系统的转矩调节过程更加迅速，最内环为电流闭环，实现电流的快速调节，保证外环的响应性能。仿真过程中，定子电流限幅值为2In＝600A，仿真结果表明，间接矢量控制特性要明显好于前两种控制方式，完全可以应用在高性能的感应电机驱动系统当中。
以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种高压变频驱动感应电机的仿真模型，其特征在于，包括：
12脉波整流电路，其由两组三相对称交流电压源、12脉波整流桥组成，两组三相对称交流电压源的线电压接入所述12脉波整流桥的输入端；
直流母线滤波电容，其接入所述12脉波整流桥的输出端；
负载电路，其与所述直流母线滤波电容两端连接；
H桥单元电路，其输入端与所述直流母线滤波电容两端连接，所述H桥单元电路的输出端输出至感应电机，所述H桥单元电路由调制电路和H桥逆变器组成，调制信号接入所述调制电路的输入端，所述调制电路的输出端与所述H桥逆变器的g端连接，所述H桥逆变器的A、B端输出的端电压输出至感应电机；
级联H桥电路，其用于串联6个H桥单元电路中的H桥逆变器的A、B端；
感应电机补偿电路，其接入所述感应电机，用于对所述感应电机的无功功率进行补偿；
间接矢量控制电路，其接入所述感应电机，用于控制所述感应电机的输出转矩和定子励磁电流。
2.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述12脉波整流桥包括整流变压器和晶闸管整流桥，所述整流变压器为三绕组三相变压器，所述整流变压器一次侧与所述三相对称交流电压源的线电压连接，所述整流变压器二次侧的支流电压分别接入两个晶闸管整流桥的输入端，两个晶闸管整流桥的两个输出端与所述直流母线滤波电容连接。
3.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述负载电路包括启动电路、开关电路、能耗电路、放电电路、感应电机负载和制动电源，启动电路的输入端与一个晶闸管整流桥的输入端连接，所述启动电路的输出端与所述开关电路的输入端连接，所述开关电路的输出端与所述能耗电路的输入端连接，所述能耗电路的输出端与所述放电电路连接，所述放电电路与所述感应电机负载连接，所述制动电源接至所述感应电机。
4.根据权利要求3所述的仿真模型，其特征在于，所述感应电机负载为恒功率负载。
5.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述调制电路为倍频调制电路，所述倍频调制电路的四个驱动信号S1、S2、S3、S4分别为H桥左侧上桥臂驱动信号、H桥左侧下桥臂驱动信号、H桥右侧上桥臂驱动信号、H桥右侧下桥臂驱动信号，载波不移相时作为H桥左侧桥臂的载波信号，载波移相180°作为H桥右侧桥臂的调制信号，H桥两个桥臂调制出的两个电压做差输出得到输出电压，该输出电压接至所述H桥逆变器的g端。
6.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述级联H桥电路采用采用载波水平移相调制，载波移相π/6，波延迟Ts/12，同一位置的桥臂信号延迟Ts/12。
7.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述直流母线滤波电容的计算公式为：
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L＝P/(2πfCn-1U2)
n＝1,2,3...
式中，C3为直流母线滤波电容，P为3倍额定功率，f为输入电源频率，U为母线电压峰值，a为直流母线电压纹波量。
8.根据权利要求1所述的仿真模型，其特征在于，所述感应电机补偿电路采用补偿电容，补偿电容的计算公式为：
式中，为初始功率因数角，为补偿后的功率因数角，P为感应电机输出功率，C为补偿电容，U为相电压，ω＝100π。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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2017
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| CN113687161B (zh) * | 2021-08-20 | 2024-03-01 | 中国科学院电工研究所 | 一种飞轮脉冲电源大惯量负载特性模拟装置 |
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