CN206389368U

CN206389368U - 基于高频网络变压器的可见光通信接收电路

Info

Publication number: CN206389368U
Application number: CN201720033177.0U
Authority: CN
Inventors: 林维明; 刘贤庆; 王东方
Original assignee: Fuzhou University
Current assignee: Fuzhou University
Priority date: 2017-01-12
Filing date: 2017-01-12
Publication date: 2017-08-08
Anticipated expiration: 2027-01-12

Abstract

本实用新型涉及一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路。包括透镜、+12V供电电源，+5V供电电源，PIN光电二极管，电阻R1~R9，电容C1~C8，运算放大器1与运算放大器2，网络变压器Tx；其中透镜实现聚光作用，C1、C5为隔直电容，运算放大器1与R4、C4构成跨阻放大器，运算放大器2与R5、C8、R8构成后置放大器，R9与后端电路实现阻抗匹配，网络变压器Tx实现将单端信号转差分信号。本实用新型采用PIN光电二极管作为可见光接收管，解决了基于APD的接收电路所需偏压太高及其非线性效应使得其前端信号处理电路设计变得复杂，且成本过高等问题，利用高频网络变压器实现单端信号转差分信号使得设计简单、实用，同时能够实现高速与可靠的数据传输。

Description

基于高频网络变压器的可见光通信接收电路

技术领域

本实用新型涉及一种具有宽带宽，可实现高通信速率的高性能可见光通信接收电路，具体说是一种基于高频网络变压器的可接收宽频OFDM信号的高性能可见光通信接收电路。

背景技术

LED作为第四代照明光源，是一种半导体固态照明器件。相比于白炽灯和节能灯，LED不仅具有效率高、寿命长、体积小，更具有响应时间短、调制性能好等优点。

可见光通信（Visible Light Communication，VLC）技术是利用白光LED高速的响应速度和调制性能，在人的眼睛完全感觉不到LED闪烁的前提下，将信号调制到LED灯发出的可见光上，实现照明与通信的双重作用。

室内LED可见光通信系统大多设计成IM/DD系统，接收端光电检测器件的接收性能对整个接收电路的能否正常工作起到了决定性的作用。同时，接收电路的带宽与响应能力必须与高速调制的LED光源相匹配。目前，室内可见光通信用光电检测器件一般选择PIN(Positive intrinsic negative)光电二极管或者APD(Avalanche photo diode)雪崩二极管。

APD雪崩二极管通过加大反向偏压产生“雪崩”（即光电流成倍地激增）的现象，在同样的光强度照射下，能够产生比PIN光电二极管大几十倍甚至几百倍的光电流，从而有效地提高光接收机的灵敏度（比PIN光接收机提高约6-8dB以上），但APD所需偏压太高，一般为几十伏到几百伏，并且由于其非线性效应使得其前端信号处理电路设计变得复杂。同时，APD的雪崩增益特性使得可见光环境中的杂散光也获得增益，这种噪声很可能淹没信号。相比之下，尽管PIN光电二极管无内部电流增益，但是其具有结电容小，线性度高，对温度不敏感等特点，而且廉价，体积小，可靠性好，设计电路相对简单，因此在光通信领域中主要还是选择PIN管作为光电检测器件。

由于OOK、VPPM等调制方式抗干扰性能差，传输速率有限，为了提高传输的速率和解决码间干扰等问题，2001年，日本中川研究室提出在VLC系统中引入正交频分复用（OFDM）调制技术。OFDM信号调制到LED灯上经空间信道传输后，被光电接收管接收后信号为单端信号，要进行正常通信，必须将此单端信号转化为差分信号。目前在射频电路中，单端转差分电路主要采用具备宽带宽、快建立时间、低输出阻抗、良好的输出驱动能力等特性的高速差分运放来实现，采用这种方案存在着设计复杂，成本高昂等问题。相比之下，采用射频变压器来实现，设计简单、实用，并能够很好地实现阻抗匹配。

发明内容

本实用新型的目的在于为解决基于APD的接收电路所需偏压太高及其非线性效应使得其前端信号处理电路设计变得复杂，且成本过高等问题，提出了一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，该电路性能高、设计简单，成本低。

为实现上述目的，本实用新型的技术方案是：一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，其特征在于：包括透镜、+12V供电电源、+5V供电电源、PIN光电二极管、电阻R1~R9、电容C1~C8、第一至第二运算放大器、网络变压器Tx；其中，透镜用于实现聚光作用，并将光汇聚至所述Pin光电二极管，C1、C5为隔直电容，第一运算放大器与R4、C4构成跨阻放大器，第二运算放大器与R5、C8、R8构成后置放大器，R9与后端电路实现阻抗匹配，网络变压器Tx实现将单端信号转换为差分信号；+12V供电电源正极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与PIN光电二极管的阴极、电容C1的一端相连；+12V供电电源的负极与光电二极管的阳极相连至GND；电容C1的另一端与第一运算放大器的反相输入端、电阻R4的一端、电容C4的一端相连；电容C4的另一端与电阻R4的另一端、第一运算放大器的输出端、电阻R5的一端相连；电阻R5的另一端与电容C5的一端连接；电容C5的另一端与第二运算放大器的反相输入端、电阻R8的一端、电容C8的一端相连；电容C8的另一端与电阻R8的另一端、第二运算放大器的输出端、电阻R9的一端相连；电阻R9的另一端与网络变压器Tx原边a端相连，网络变压器Tx原边b端连接到GND；网络变压器Tx副边的c端、d端连接到后级处理电路中；+5V供电电源的正极与电阻R2、电阻R6的一端相连；电阻R2的另一端与电阻R3的一端、电容C2的一端、电容C3的一端、第一运算放大器的同相输入端相连；电阻R6的另一端与电阻R7的一端、电容C6的一端、电容C7的一端、第二运算放大器的同相输入端相连；+5V供电电源的负极与电阻R3的另一端、电容C2的另一端、电容C3的另一端、电阻R7的另一端、电容C6的另一端、电容C7的另一端相连至GND。

在本实用新型一实施例中，所述电容C3、电容C7为电解电容。

在本实用新型一实施例中，所述PIN光电二极管为高性能、高可靠性的硅光电二极管。

在本实用新型一实施例中，所述第一、第二运算放大器均为低输入噪声、高带宽运算放大器。

在本实用新型一实施例中，所述网络变压器Tx原边a端、副边c端互为同名端，原边b端、副边d端互为同名端，所述网络变压器Tx为高频变压器。

相较于现有技术，本实用新型具有以下有益效果：

（1）本实用新型使用PIN代替APD，简化信号读取电路，大大降低了成本；

（2）本实用新型采用高频网络变压器实现单端信号转差分信号，设计简单、实用，且能够很好地实现阻抗匹配。

附图说明

图1是本实用新型提出的一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路的实施电路图。

图2是本实用新型提出的一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路的光电二极管跨阻放大电路。

图3是本实用新型提出的基于高频网络变压器的可见光通信接收电路的磁耦合变压器结构示意图。

图4是PD不加透镜，接收端接收到不同光照度下的可见光下行通信速率图。

图5是本实用新型提出的基于高频网络变压器的可见光通信接收电路在1.5m条件下，PD加聚光透镜时，iperf物理层带宽测试结果。

具体实施方式

下面结合附图，对本实用新型的技术方案进行具体说明。

如图1所示，本实用新型的一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，包括透镜、+12V供电电源、+5V供电电源、PIN光电二极管、电阻R1~R9、电容C1~C8、第一至第二运算放大器、网络变压器Tx；其中，透镜用于实现聚光作用，并将光汇聚至所述Pin光电二极管，C1、C5为隔直电容，第一运算放大器与R4、C4构成跨阻放大器，第二运算放大器与R5、C8、R8构成后置放大器，R9与后端电路实现阻抗匹配，网络变压器Tx实现将单端信号转换为差分信号；+12V供电电源正极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与PIN光电二极管的阴极、电容C1的一端相连；+12V供电电源的负极与光电二极管的阳极相连至GND；电容C1的另一端与第一运算放大器的反相输入端、电阻R4的一端、电容C4的一端相连；电容C4的另一端与电阻R4的另一端、第一运算放大器的输出端、电阻R5的一端相连；电阻R5的另一端与电容C5的一端连接；电容C5的另一端与第二运算放大器的反相输入端、电阻R8的一端、电容C8的一端相连；电容C8的另一端与电阻R8的另一端、第二运算放大器的输出端、电阻R9的一端相连；电阻R9的另一端与网络变压器Tx原边a端相连，网络变压器Tx原边b端连接到GND；网络变压器Tx副边的c端、d端连接到后级处理电路中；+5V供电电源的正极与电阻R2、电阻R6的一端相连；电阻R2的另一端与电阻R3的一端、电容C2的一端、电容C3的一端、第一运算放大器的同相输入端相连；电阻R6的另一端与电阻R7的一端、电容C6的一端、电容C7的一端、第二运算放大器的同相输入端相连；+5V供电电源的负极与电阻R3的另一端、电容C2的另一端、电容C3的另一端、电阻R7的另一端、电容C6的另一端、电容C7的另一端相连至GND。

所述电容C3、电容C7为电解电容。所述PIN光电二极管为高性能、高可靠性的硅光电二极管。所述第一、第二运算放大器均为低输入噪声、高带宽运算放大器。所述网络变压器Tx原边a端、副边c端互为同名端，原边b端、副边d端互为同名端，所述网络变压器Tx为高频变压器。

第一运算放大器与R4、C4构成跨阻放大器，用于实现光电流信号转变为电压信号，转换关系如下，

（1）

其中，u _out为跨阻放大器输出电压，i _in为光电二极管输入电流，i _B为第一运算放大器的输入偏置电流，R _f为R4阻值，C _f为C4容值。

以下为本实用新型的具体实施过程。

如图1所示，本实用新型所提出的一种基于PIN光电二极管的高性能可见光通信接收电路。包括透镜、+12V供电电源，+5V供电电源，PIN光电二极管，电阻R1~R9，电容C1~C8，运算放大器1与运算放大器2，网络变压器Tx。其中透镜实现聚光作用，C1、C5为隔直电容，运算放大器1与R4、C4构成跨阻放大器，运算放大器2与R5、C8、R8构成后置放大器，R9与后端电路实现阻抗匹配，网络变压器Tx实现将单端信号转差分信号。

图1的基于PIN光电二极管的高性能可见光通信接收电路采用如下连接方式：+12V供电电源正极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与PIN光电二极管的阴极、电容C1的一端相连；+12V供电电源的负极与光电二极管的阳极相连至GND；电容C1的另一端与第一运算放大器的反相输入端、电阻R4的一端、电容C4的一端相连；电容C4的另一端与电阻R4的另一端、第一运算放大器的输出端、电阻R5的一端相连；电阻R5的另一端与电容C5的一端连接；电容C5的另一端与第二运算放大器的反相输入端、电阻R8的一端、电容C8的一端相连；电容C8的另一端与电阻R8的另一端、第二运算放大器的输出端、电阻R9的一端相连；电阻R9的另一端与网络变压器Tx原边a端相连，网络变压器Tx原边b端连接到GND；网络变压器Tx副边的c端、d端连接到后级处理电路中；+5V供电电源的正极与电阻R2、电阻R6的一端相连；电阻R2的另一端与电阻R3的一端、电容C2的一端、电容C3的一端、第一运算放大器的同相输入端相连；电阻R6的另一端与电阻R7的一端、电容C6的一端、电容C7的一端、第二运算放大器的同相输入端相连；+5V供电电源的负极与电阻R3的另一端、电容C2的另一端、电容C3的另一端、电阻R7的另一端、电容C6的另一端、电容C7的另一端相连至GND。

本实用新型的一种基于PIN光电二极管的高性能可见光通信接收电路如图1所示，接收电路主要由透镜、光电二极管、跨阻放大电路、低通滤波电路、后置放大电路以及单端转差分电路组成。

下面对电路的各个组成部分进行分析。

透镜用于聚光，可以有效地提高信号强度，即增加通信系统信噪比。光电二极管后的放大电路采用的是两级放大电路，前级采用跨阻放大模式，后级放大电路采用单电源供电的后置放大电路，确保运放工作在线性放大区，两级放大电路间采用交流耦合的方式，跨阻放大器实现光电流信号转变为电压信号。其原理图如图2所示。

在图2跨阻放大器输出电压u _out与光电二极管输入电流i _in有以下关系：

（2）

其中，i _B为运算放大器的输入偏置电流，R _f为跨阻，C _f为反馈电容。

一般来说，光电二极管输入电流是非常微弱，为uA级别，为减小运算放大器的输入偏置电流的影响，必须选择具有极小输入偏置电流的运算放大器，同时考虑到探测器对带宽、增益和噪声的要求。R _f为运算放大器的跨阻，提供了输入电流的通路，产生输出电压。C _f与R _f组合提供了一个极点，构成了低通滤波器，其截止频率为fc=1/2R_fC_f，可以去除增益峰值的高频分量，通常要求滤波电容C_f比PIN的内部结电容小很多，否则C_f就会影响探测器的带宽。据PIN光电二极管的结电容和跨阻放大器的反馈电阻可求得接收电路的带宽为：

（3）

式中：GBP 为运放的增益带宽积；C _P 为PIN管的内部结电容。后置放大器原理与前级放大基本一致。

大部分的通信用D/A转换器都具有差分输入端。为了正确驱动这些模数转换器，需要差分的输入信号。由于PIN管接收并经过两级放大后的信号仍为单端信号，必须经过单端信号转差分信号处理。驱动电路可以采用具备宽带宽、快建立时间、低输出阻抗、良好的输出驱动能力等特性的高速差分运放来实现，也可以用射频变压器来实现。

射频变压器可分为磁耦合变压器和传输线变压器。当选择一个驱动具体ADC（或DAC）的变压器时应该考虑的几个关键参数是插入损耗、回波损耗、幅度和相位失衡。其中插入损耗表征变压器的带宽能力。回波损耗用于允许用户设计匹配变压器在某个特定频率或频段响应的终端。与传输线变压器相比，磁耦合变压器具有可以实现初级对次级的直流隔离，在整个频带内有较低的插损和良好的平衡性等特点，本次设计采用的是磁耦合变压器。磁耦合变压器的结构示意图如图3所示。

当在初级施加一个交流电压时，就会产生一个变化的磁通，此磁通在次级产生一个电压，其大小由次级线圈的匝数决定，通过设计初、次级的匝数比，便可获得所需要的电压比。具体关系式如下所示：

（4）

当高频OFDM信号到达传输线路的终端时，如果经过射频变压器时不能实现良好的阻抗匹配时，部分信号能量将会向发送器反射。该反射信号与原始信号混合，这将导致原始信号失真，接收器很难正确恢复时钟和数据。

本次设计采用的单端转差分射频变压器，其传输变比为1:1，可通过4Mbps~70Mbps的高频信号，实现良好的阻抗匹配特性。

以下为本设计在一定条件下测试得到的相关数据：

实验1：

将LED发送端与PD接收端的接收角设置为0度，即发送端和接收端处于直射状态。将接收端固定，在不加聚光透镜的条件下，调节发送端与PD接收端的距离从0.5米~1.6米的距离变化，发送端发送高频OFDM信号，接收端接收高频OFDM信号，利用TCP进行带宽测试，得到如下图4测试结果。

从图4测试结果可以看出，随着可见光距离增加，接收到的光功率逐渐下降，可见光下行的速率呈现下降的趋势。在0.5米的情况下，可见光下行速率接近60M/bps，而在1.6米的情况下，下行速率仅有5.98M/bps左右，此时测得光电接收管通过聚光镜聚光后接收到的光照度为3870Lux（大约为本设计光电二极管接收光功率顺利进行通信的阈值），若将距离再拉开，光照强度将继续下降，这时候会出现通信中断现象。

实验2：

考虑到距离远时，PD接收到的光信号比较微弱，从而影响到了整个可见光通信系统的通信速率，可以采用在PD前端增加聚光透镜进行聚光，用以增加PD接收到的光信号强度，这样可以有效的提高整个系统的通信性能。图5为在1.5m的条件下，PD加聚光透镜时，可见光通信系统的物理层带宽测试结果。

以上是本实用新型的较佳实施例，凡依本实用新型技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本实用新型技术方案的范围时，均属于本实用新型的保护范围。

Claims

1.一种基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，其特征在于：包括透镜、+12V供电电源、+5V供电电源、PIN光电二极管、电阻R1~R9、电容C1~C8、第一至第二运算放大器、网络变压器Tx；其中，透镜用于实现聚光作用，并将光汇聚至所述Pin光电二极管，C1、C5为隔直电容，第一运算放大器与R4、C4构成跨阻放大器，第二运算放大器与R5、C8、R8构成后置放大器，R9与后端电路实现阻抗匹配，网络变压器Tx实现将单端信号转换为差分信号；+12V供电电源正极与电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与PIN光电二极管的阴极、电容C1的一端相连；+12V供电电源的负极与光电二极管的阳极相连至GND；电容C1的另一端与第一运算放大器的反相输入端、电阻R4的一端、电容C4的一端相连；电容C4的另一端与电阻R4的另一端、第一运算放大器的输出端、电阻R5的一端相连；电阻R5的另一端与电容C5的一端连接；电容C5的另一端与第二运算放大器的反相输入端、电阻R8的一端、电容C8的一端相连；电容C8的另一端与电阻R8的另一端、第二运算放大器的输出端、电阻R9的一端相连；电阻R9的另一端与网络变压器Tx原边a端相连，网络变压器Tx原边b端连接到GND；网络变压器Tx副边的c端、d端连接到后级DSP处理电路中；+5V供电电源的正极与电阻R2、电阻R6的一端相连；电阻R2的另一端与电阻R3的一端、电容C2的一端、电容C3的一端、第一运算放大器的同相输入端相连；电阻R6的另一端与电阻R7的一端、电容C6的一端、电容C7的一端、第二运算放大器的同相输入端相连；+5V供电电源的负极与电阻R3的另一端、电容C2的另一端、电容C3的另一端、电阻R7的另一端、电容C6的另一端、电容C7的另一端相连至GND。

2.根据权利要求1所述的基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，其特征在于：所述电容C3、电容C7为电解电容。

3.根据权利要求1所述的基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，其特征在于：所述PIN光电二极管为高性能、高可靠性的硅光电二极管。

4.根据权利要求1所述的基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，其特征在于：所述第一、第二运算放大器均为低输入噪声、高带宽运算放大器。

5.根据权利要求1所述的基于高频网络变压器的可见光通信接收电路，其特征在于：所述网络变压器Tx原边a端、副边c端互为同名端，原边b端、副边d端互为同名端，所述网络变压器Tx为高频变压器。