一种直流电源防浪涌保护电路
技术领域
本实用新型涉及一种保护电路,特别涉及一种直流电源防浪涌保护电路,属于电学技术领域。
背景技术
浪涌也叫电涌、突波,就是超出正常工作电压的瞬间过电压。本质上讲,浪涌是发生在仅仅几百万分之一秒时间内的一种剧烈脉冲。主要指的是电源刚开通的那一瞬息产生的强力脉冲,由于电路本身的非线性有可能有高于电源本身的脉冲;或者由于电源或电路中其它部分受到本身或外来尖脉冲干扰。
在航空直流电源中伴随80V/50ms的浪涌电压。浪涌电压发生于大发电机开关、发动引擎、瞬变负载等,如突卸或突加负载会引起发电机汇流条电压短时升高,从而产生浪涌电压,这些浪涌电压通常出现在配电总线处。浪涌电压大大地超过稳态电源电压,可能使整个系统停顿、通信中止,当它袭击到用电设备上时,往往造成误操作和设备的损坏。
针对航空直流电源中的浪涌电压,需设计有效的抗浪涌电路。由于80V/50ms过压浪涌的伏秒积很大而不能用传统的储能方式来抑制,否则电感和电容元件将会太大。有的电路能快速有效地抑制过压浪涌,但电路结构复杂,损耗较大,工业界的浪涌抑制产品大都将浪涌电压的能量转化为热能消耗掉,电路的损耗较大。有些TVS管虽然能够抑制浪涌电压并把浪涌电压能量转换热能消耗掉,但是也把供电端的输入电源拉到地短路,导致供电端前级的设备也无法工作。
实用新型内容
本实用新型的目的在于克服现有技术中的不足,提供一种直流电源防浪涌保护电路,能够把直流浪涌电压钳位到负载能够承受的电压范围内,即便该负载部分出现故障也不影响到前级供电设备的正常工作。
为了实现上述目的,本实用新型所采用的技术方案如下:一种直流电源防浪涌保护电路,包括与直流电源电连接的输入端口、与负载电连接的输出端口、与所述输出端口并联的滤波电容C1、MOS管Q1、三极管Q2和三极管Q3;所述输入端口的负极与输出端口的负极等电位连接;所述MOS管Q1的源极与三极管Q2的发射极电连接,栅极与三极管Q2的集电极电连接,漏极与输出端口的正极电连接,源极与栅极之间并联有控制MOS管Q1导通的电阻R2;三极管Q2的发射极与输入端口的正极电连接,发射极与基极之间还并联有控制三极管Q2导通的电阻R3;输出端口上还连接有调压电路,所述调压电路包括可变电阻R5和可变电阻R6,可变电阻R5的一端与输出端口的正极电连接,另一端与可变电阻R6的一端电连接,可变电阻R6的另一端与输出端口的负极电连接;所述三极管Q3的基极与可变电阻R5和可变电阻R6的连接节点电连接,集电极串联限压电阻R4之后与三极管Q2的基极电连接,发射极与输入端口的负极电连接。
所述MOS管Q1的源极和栅极之间还连接有稳压二极管ZD1,所述稳压二极管ZD1与直流电源的负极之间连接有限流电阻R1。稳压二极管ZD1的设置防止MOS管Q1的源极和栅极电压差过大导致MOS管Q1被击穿,与稳压二极管ZD1串联连接的限流电阻R1则能避免稳压二极管ZD1被烧毁。
所述三极管Q3的基极与发射极之间连接有补偿电容C2。
所述滤波电容C1的电容值为10~100uF。
所述补偿电容C2的电容值为1~10uF。
所述MOS管Q1为P型MOS管,所述三极管Q2为PNP型三极管,所述三极管Q3为NPN型三极管。
与现有技术相比,本实用新型所达到的有益效果是:1、正常工作时MOS管Q1导通,MOS管Q1源极与栅极之间的电阻很小,因此直流电源输出电压即等于负载输入电压,在直流电源不变的情况下,提高了带载能力,显著减少了保护电路的功耗;2、通过调节可变电阻R5和可变电阻R6的阻值即可将浪涌电压限制到负载能够承受的电压范围内,操作简单、方便快捷,减少了误操作率,同时,提高了保护电路的灵活性和适应性,便于推广使用;3、利用MOS管和三极管的导通、截止特性,使本实用新型具备了自失效保护及防反接自动保护功能。本实用新型适用于航空、航天直流供电的电子设备中,具有电路结构简单、体积小、成本低、可靠性高的优点。
附图说明
图1是本实用新型的电路原理图。
图中:1、输入端口;2、输出端口;3、调压电路。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本实用新型的技术方案,而不能以此来限制本实用新型的保护范围。
如图1所示,直流电源防浪涌保护电路,包括与直流电源电连接的输入端口、与负载电连接的输出端口,输入端口的负极与输出端口的负极等电位连接。
滤波电容C1并联于输出端口的两端,滤波电容C1的正极与输出端口的正极电连接,负极与输出端口的负极电连接,滤波电容C1的电容值为10~100uF。
MOS管Q1的源极与三极管Q2的发射极电连接,栅极与三极管Q2的集电极电连接,漏极与输出端口的正极电连接,源极与栅极之间并联有控制MOS管Q1导通的电阻R2。为防止MOS管Q1的源极和栅极电压差过大导致MOS管Q1被击穿,MOS管Q1的源极和栅极之间还连接有稳压二极管ZD1,稳压二极管ZD1与直流电源的负极之间连接有限流电阻R1,限流电阻R1的阻值范围可以为10k~100kΩ,限流电阻R1的设置则能避免稳压二极管ZD1被烧毁。MOS管Q1选用P型MOS管,相应的,三极管Q2选用PNP型三极管,三极管Q3选用NPN型三极管。选用时,MOS管Q1击穿电压VDSS可以不大于-100V,MOS管Q1导通时的漏源电阻RDS要尽可能小,因为一旦阻值偏大,就会使MOS管Q1功耗变大、温升加速,温升过大则需使用散热装置,导致能源和布板出现不必要的浪费。
调压电路包括可变电阻R5和可变电阻R6,可变电阻R5的一端与输出端口的正极电连接,另一端与可变电阻R6的一端电连接,可变电阻R6的另一端与输出端口的负极电连接。可变电阻R5的阻值范围为100k~1000kΩ,可变电阻R6的阻值范围为1k~10kΩ。可变电阻R5和可变电阻R6的具体阻值根据实际需要调节。三极管Q3的基极与可变电阻R5和可变电阻R6的连接节点电连接,集电极串联限压电阻R4之后与三极管Q2的基极电连接,发射极与输入端口的负极电连接。三极管Q3的基极与发射极之间连接有补偿电容C2,补偿电容C2的电容值选用1~10uF。三极管Q2的发射极与输入端口的正极电连接,发射极与基极之间还并联有控制三极管Q2导通的电阻R3。
现对本实用新型的工作过程描述如下:
电路正常工作时,由于电阻R2的分压作用,MOS管Q1的源极电压大于栅极 电压且大于MOS管Q1的开启电压VGS(th),MOS管Q1导通,MOS管Q1的漏源电阻RDS很小,通常只有几十毫欧,所以输出端口的电压近似等于输入端口的电压,等于滤波电容C1两端的电压。由于可变电阻R6的分压小于三极管Q3的导通电压Vbe,三极管Q3处于截止状态。相同的,由于电阻R3的分压作用,导致三极管Q2的基极与发射极之间的电压Ube<0,所以三极管Q2也处于截止状态。
当直流电源出现浪涌电压时,由于浪涌电压大于正常工作电压,因此,浪涌电压首先要对滤波电容C1进行充电,随着滤波电容C1两端电压增大,可变电阻R6的分压逐渐增大,当可变电阻R6的分压大于三极管Q3的导通电压Vbe,三极管Q3导通,然后电阻R3和电阻R4的分压大于三极管Q2的导通电压Ube,三极管Q2也导通,MOS管Q1关断,滤波电容C1开始给负载供电。输出电压 Vbe为三极管Q3的基极和发射极导通电压,通过改变第五电阻R5和第六电阻R6的比值来改变浪涌保护电压值。
当供电电源恢复正常时,可变电阻R5和可变电阻R6的分压小于三极管Q3的导通电压Vbe时,三极管Q3工作在截止状态,MOS管Q1正常开通,恢复正常供电。
以上所述仅是本实用新型的优选实施方式,应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本实用新型技术原理的前提下,还可以做出若干改进和变形,这些改进和变形也应视为本实用新型的保护范围。