CN203870628U - 一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统，包括一个阅读器、阅读器有效作用范围内的个无源电子标签和RFID无线信道，所述的系统还包括一个PN码产生器，所述的PN码产生器设置在所述的无源电子标签内。本实用新型的时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统与现有技术相比，由于每个时隙都存在多个并行的码分信道，使所需时隙数显著降低，大大提高了标签的阅读速度，与已有技术相比，增加了PN码产生、扩频调制和时钟及同步提取等环节，但是省去了工作时钟产生电路，因此标签的实现复杂度仅略有增加，成本及功耗增加有限，可以满足无源标签的低复杂度和低功耗要求，更可以满足有源标签的要求。

Description

一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统

技术领域

本实用新型涉及射频识别（RFID）技术以及短距离无线通信，特别涉及一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统。

背景技术

射频识别（RFID）技术是一种非接触式自动识别技术，它利用射频信号的空间耦合或电磁波的散射通信实现对物体上附加的电子标签进行读取，从而实现对物体的自动识别。与条形码识别技术相比,RFID技术具有防水、防磁、使用寿命长、读取距离远、标签上数据可加密、存储数据容量大、存储信息更改方便等优点。超高频（UHF）RFID国际标准ISO/IEC18000-C的推广应用，标志着RFID技术发展到一个新阶段，其鲜明特点是，支持阅读器作用范围内大量无源电子标签的快速读取。标签阅读速度，即阅读器单位时间内读取电子标签的数量，成为衡量系统性能的主要指标。进一步提高标签阅读速度，同时尽可能降低成本，促进RFID系统升级换代，是RFID研究领域不懈追求的目标。

多个标签发送应答信号时如何共享无线信道是问题的关键所在。ISO/IEC18000-C标准采用“帧-时隙ALOHA”（FSA）协议实现多个标签对无线信道的共享。FSA协议在时间上安排特定的“帧”供多个标签发送应答信号。应答帧在时间上又被分割成若干个“时隙”，每个标签随机地选取某个时隙发出应答信号。如果不发生“碰撞”（两个及以上的标签选取同一个时隙发送应答信号），标签即被成功读取。可见FSA实质上就是多用户无线通信所采用的时分多址（TDMA）方式。

TDMA方式的缺点是，对于一定的时隙数量，当应答标签数量增大时，碰撞概率增大，而一旦发生碰撞，标签应答失败，须重新选择时隙发送，造成频率资源和时间的浪费。为减小碰撞概率，必须增加时隙的数量，这样又延长了标签读取时间，降低了标签阅读速度。

在多用户共享无线信道的各种多址方式中，码分多址（CDMA）方式允许多个用户在同一时间使用同一频带发送信号，由于各用户信号在扩频调制时使用的伪随机码不同，因而在接收端可以被分离并检测。不难想到，如果将CDMA方式用于RFID系统的上行链路（标签向阅读器发送应答信息的通信链路），可以显著降低标签应答信号发生碰撞的概率。然而应当看到，CDMA系统的实现复杂度较高，信号检测时需要精确的码同步及载波同步，如果采用同步CDMA（SCDMA），多个标签的应答扩频信号还需要同步发送，而RFID系统中电子标签的功耗及复杂度又受到严格限制，尤其对于无源电子标签，更是如此。若要实现基于CDMA方式的RFID系统，必须解决这些关键问题。

美国专利“Parallel RFID system using CDMA”（专利号US8044773(B2)，申请日2006年3月23日）涉及到在RFID系统中使用CDMA方式，但未给出系统结构详细设计、多标签信号检测时码同步与载波同步等关键技术的具体实现方案。

中华人民共和国专利“一种射频识别系统可并行识别方法”（专利号CN101145191A，申请日期2007年11月2日）涉及到在RFID系统中使用可变扩频因子的CDMA方式，但未给出系统结构详细设计、多标签信号检测时码同步与载波同步等关键技术的具体实现方案。

中华人民共和国专利“一种RFID系统中的数据防碰撞算法”（专利号CN101359361A，申请日期2008年9月17日）涉及到在RFID系统中使用CDMA方式，但侧重于多标签应答信号的防碰撞算法，且未给出系统结构详细设计、多标签信号检测时码同步与载波同步等关键技术的具体实现方案。

中华人民共和国专利“一种RFID系统中多标签防碰撞算法”（专利号CN103117770A，申请日期2013年1月24日）涉及到在RFID系统中使用CDMA方式，但侧重于多标签应答信号的防碰撞算法，且未给出系统结构详细设计、多标签信号检测时码同步与载波同步等关键技术的具体实现方案。

实用新型内容

为解决上述问题，本实用新型公开了一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统。

为了达到上述目的，本实用新型提供如下技术方案：一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统，包括一个阅读器、阅读器有效作用范围内的K个无源电子标签和RFID无线信道，所述的系统还包括一个PN码产生器，所述的PN码产生器设置在所述的无源电子标签内。

作为本实用新型的一种改进，所述的阅读器包括协议控制与数据处理单元、发射机、接收机；所述的发射机包括RF震荡源、调制器和功率放大器，发送信号经天线共用器送至天线发射到空中；所述的接收机包括RF震荡源、下变频器和多标签信号检测器，天线接收信号经天线共用器馈送至下变频器。

作为本实用新型的一种改进，所述的标签结构具体包括天线、能量收集与供电单元、协议控制单元、命令接收单元、时钟及同步提取单元、PN码产生器、乘法器以及天线阻抗切换单元。

作为本实用新型的一种改进，所述的下变频器包括乘法器、波形相移器以及带通滤波器，RF震荡源输出载波经波形相移器相移后，两路相互正交的载波分别与接收信号相乘并分别经带通滤波器，得到两路基带信号。

本实用新型的有益效果：

本实用新型的时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统与现有技术相比，由于每个时隙都存在多个并行的码分信道，使所需时隙数显著降低，大大提高了标签的阅读速度，与已有技术相比，增加了PN码产生、扩频调制和时钟及同步提取等环节，但是省去了工作时钟产生电路，因此标签的实现复杂度仅略有增加，成本及功耗增加有限，可以满足无源标签的低复杂度和低功耗要求，更可以满足有源标签的要求。

附图说明

图1为本实用新型的系统结构示意图。

图2为本实用新型的阅读器结构示意图。

图3为本实用新型的阅读器中下变频器结构示意图。

图4为本实用新型的阅读器中多标签检测器中某个检测单元结构示意图。

图5为本实用新型的电子标签结构示意图。

图6为本实用新型的系统检测性能曲线图。

图7为本实用新型的系统进行一次多标签阅读平均所需时隙数随标签数量变化的曲线图。

具体实施方式

以下将结合具体实施例对本实用新型提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本实用新型而不用于限制本实用新型的范围。

如图1所示为本实用新型的时分多址（TDMA）与同步码分多址（SCDMA）相结合的射频识别系统的结构示意图。系统由一个阅读器、阅读器有效作用范围内的K个无源电子标签和RFID无线信道组成。阅读器到标签方向（下行链路）的信道为广播信道。下行链路通信相对简单。阅读器发出的射频信号一般采用移幅键控（ASK）调制。

K个标签到阅读器方向（上行链路）的信道为多路接入信道。从物理层面看，该信道即共享的无线空间信道。对于TDMA-SCDMA系统，多标签应答帧被分成N_s个时隙，同时，系统还设有N_c个伪随机码（PN码）供标签选择。这样，在每一个时隙中都包含着N_c个码分信道。标签应答时，随机选择一个时隙，同时随机选择一个PN码，用来进行扩频调制。一个特定的时隙与一个特定的PN码的组合构成一个逻辑信道。逻辑信道的集合记为

{CH(i,j),i＝1,2,…,N_s;j＝1,2,…,N_c}

显然，系统提供了N_s×N_c个逻辑信道供K个标签选择使用。选择同一个时隙但选择不同PN码进行扩频调制的标签应答信号将被成功检测，只有当两个及以上的标签选择了同一时隙且选择同一PN码时才发生碰撞。

与TDMA系统相比，TDMA-SCDMA系统逻辑信道的数量扩大Nc倍，因而标签碰撞概率大大降低，代价是系统占用带宽以及系统复杂度的增加。

TDMA-SCDMA RFID阅读器结构如图2所示。其中包括协议控制与数据处理单元和收发信机。发射机包括射频（RF）震荡源、调制器和功率放大器，发送信号经天线共用器送至天线发射到空中。接收机包括RF震荡源、下变频器和多标签信号检测器。天线接收信号经天线共用器馈送至下变频器。

阅读器结构中的下变频器的具体结构如图3所示。RF震荡源输出载波cos2πf_ct经90度相移得到载波sin2πf_ct，两路相互正交的载波分别与接收信号r(t)相乘并经带通滤波，得到两路基带信号x(t)和y(t)。

阅读器结构中的多标签信号检测器包括N_c个结构相同的检测单元。N_c为系统所使用的PN码的数量。第j（j＝1,2,…,N_c）个检测单元的结构如图4所示，每个检测单元对应着一个特定的PN码，使用这一特定PN码进行扩频调制的标签信号将被该检测单元检测。

TDMA-SCDMA RFID标签的结构如图5所示。标签结构包括天线、能量收集与供电、协议控制、阅读器命令接收、时钟及同步提取、PN码产生、扩频调制（乘法器）和天线阻抗切换（调制）等单元组成。

SCDMA系统使用正交PN码。长度为L的N_c个双极性PN码表示为

C_j＝[c_j1c_j2…c_jL],j＝1,2,…,N_c     (1)

其中c_jl∈{+1,-1}（j＝1,2,…,N_c，l＝1,2,…,L）。PN码对应的双极性矩形脉冲序列在扩频调制时称为用户（标签）的标记波形，表示为

$p_j\left(t\right)=\frac{1}{{\sqrt{\mathrm{LT}}}_c}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{jl}}g[t-(l-1)T_c],j=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_c---\left(2\right)$

其中T_c为码片的时间宽度，g(t)是持续时间为[0,T_c]的矩形脉冲波形，幅度为1。

波形p_j(t)的持续时间为[0,T_b]，T_b为标签发送一个二进制符号所需的时间。显然，码片时宽T_c＝T_bL。注意到即p_j(t)具有单位能量。

若PN码{C_j,j＝1,2,…,N_c}为正交码，则有

$\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{il}}{c}_{\mathrm{jl}}=0,i,j\∈\{\mathrm{1,2},\·\·\·,N_c\};i\≠j---\left(3\right)$

以及

${\∫}_0^{T_b}{p}_i\left(t\right)p_j\left(t\right)\mathrm{dt}=0,i,j\∈\{\mathrm{1,2}\·\·\·,N_c\};i\≠j---\left(4\right)$

SCDMA系统所使用的PN码还应具有均值为0的性质，即：或（j＝1,2,…,N_c）。

假设在一个特定的时隙内，有M个标签以SCDMA方式发送应答信号，每个标签将发送一个二进制符号序列（信息内容为标签ID）。为简单起见，可以仅研究各标签发送一个二进制符号的情况。不失一般性，假设在时间[0,T_b]内，阅读器发出的射频载波信号表示为

s₀(t)＝A₀cos(2πf_ct),0≤t≤T_b     (5)

其中A₀＞0为幅度，f_c为载波频率。经后向散射调制，若不考虑电磁波传播时延及调制时的符号定时误差，第m个标签发出的后向散射信号为

s_m(t)＝A_m[1+α_mb_mq_m(t)]cos(2πf_ct),0≤t≤T_b;m＝1,2,…,M     (6)

s_m(t)是一个ASK信号。标签按照发送符号的取值切换天线的匹配阻抗，造成不同强度的后向散射以实现ASK调制。（6）式中，A_m＞0为平均幅度，α_m＞0为调制度；b_m∈{+1,-1}为传送的二进制符号（双极性码）；q_m(t)∈{p_j(t),j＝1,2,…,N_c}为标签所选择的标记波形。

各标签应答信号以不同的标记波形q_m(t)进行扩频调制体现了码分多址。注意到所有标签的应答信号都在时间[0,T_b]内，即各标签发送的二进制符号的对应波形在时间上是完全同步的，因此称为同步码分多址SCDMA。

阅读器接收到M个标签的应答信号表示为

$r\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left\{A_m\right[1+{\mathrm{\α}}_m{b}_m{q}_m(t-{\mathrm{\δ}}_m)\left]\cos \right[2\mathrm{\π}{f}_c(t-{\mathrm{\τ}}_m)\left]\right\}+w\left(t\right),0\≤t\≤T_b---\left(7\right)$

其中τ_m表示载波由阅读器发出经标签散射后又被阅读器收到的总传输时延；δ_m中包括传输时延和标签信号同步发送控制的定时误差；w(t)表示加性白高斯噪声（AWGN）样本。

事实上，δ_m可以做到很小，以至于远小于码片时宽T_c，即δ_m《T_c。此时q_m(t-δ_m)≈q_m(t)。以q_m(t)代替q_m(t-δ_m)，再令

θ_m＝2πf_cτ_m     (8)

则（7）变成

$r\left(t\right)\begin{array}{c}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left\{A_m\right[1+{\mathrm{\α}}_m{b}_m{q}_m\left(t\right)\left]\cos (2\mathrm{\π}{f}_{c}t-{\mathrm{\θ}}_m)\right\}+w\left(t\right)\\ =\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left\{A_m\right[1+{\mathrm{\α}}_m{b}_m{q}_m\left(t\right)\left]\cos {\mathrm{\θ}}_m\right\}\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\\ +\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left\{A_m\right[1+{\mathrm{\α}}_m{b}_m{q}_m\left(t\right)\left]\sin {\mathrm{\θ}}_m\right\}\·\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+w\left(t\right),0\≤t\≤T_b\end{array}---\left(9\right)$

对接收信号r(t)进行下变频得到基带信号x(t)、y(t)，过程如图3所示，可见，

$x\left(t\right)\begin{array}{c}=[r\left(t\right)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]*h\left(t\right)\\ =\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_m{\mathrm{\α}}_m{b}_m{q}_m\left(t\right)\cos {\mathrm{\θ}}_m\right]+w_x\left(t\right),0\≤t\≤T_b\end{array}---\left(10\right)$

其中h(t)为带通滤波器的冲激响应，假设其特性是理想的，作用是滤去高频与直流成分，且对基带信号的幅度有2倍的增益；w_x(t)为噪声波形：

w_x(t)＝[w(t)·cos(2πf_ct)]*h(t)     (11)

同理，

$y\left(t\right)\begin{array}{c}=[r\left(t\right)\·\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]*h\left(t\right)\\ =\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_m{\mathrm{\α}}_m{b}_m{q}_m\left(t\right)\sin {\mathrm{\θ}}_m\right]+w_y\left(t\right),0\≤t\≤T_b\end{array}---\left(12\right)$

其中w_y(t)为噪声波形：

w_y(t)＝[w(t)·sin(2πf_ct)]*h(t)     (13)

由基带信号x(t)、y(t)可检测出[0,T_b]内各标签传送的二进制符号b_m,m＝1,2,…,M（如果无碰撞发生）。

假设图4所示的第j（j∈{1,2,…,N_c}）个检测单元检测时使用的标记波形与第k个标签应答信号所使用的标记波形相同，即p_j(t)＝q_k(t)。再假设该检测单元已获得PN码同步和载波同步，则图4中“PN码同步及载波同步”单元的输出为

c_jx(t)＝q_k(t)cosθ_k     (14)

c_jy(t)＝q_k(t)sinθ_k

图4中积分器的输出为

$\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{jx}}={\∫}_0^{T_b}x\left(t\right)c_{\mathrm{jx}}\left(t\right)\mathrm{dt}\\ R_{\mathrm{jy}}={\∫}_0^{T_b}y\left(t\right)c_{\mathrm{jy}}\left(t\right)\mathrm{dt}\end{array}---\left(15\right)$

将（10）式、（12）式和（14）式代入（15）式，注意到标记波形的正交特性，可得

R_jx＝A_kα_kb_kcos²θ_k+η_jx     (16)

R_jy＝A_kα_kb_ksin²θ_k+η_jy

其中

$\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_{\mathrm{jx}}={\∫}_0^{T_b}{w}_x\left(t\right)q_k\left(t\right)\cos {\mathrm{\θ}}_k\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\η}}_{\mathrm{jy}}={\∫}_0^{T_b}{w}_y\left(t\right)q_k\left(t\right)\sin {\mathrm{\θ}}_k\mathrm{dt}\end{array}---\left(17\right)$

为噪声项。

图4中加法器输出为

R_j＝R_jx+R_jy＝A_kα_kb_k+η_jx+η_jy＝A_kα_kb_k+η_j     (18)

其中η_j＝η_jx+η_jy。

R_j经判决（判决门限为0，注意到A_kα_k＞0），得到第k个标签在[0,T_b]内传送的二进制符号b_k的检测结果，记为

如前所述，TDMA-SCDMA系统中，有多个标签在同一个时隙内以码分多址方式发出应答信号，而SCDMA要求每个标签应答信号的符号周期是相互同步的，即每个标签都在时间[0,T_b]内发送第1个二进制符号的对应波形，在[T_b,2T_b]内发送第2个二进制符号的对应波形…，以此类推。这一要求决定了各标签信号的PN码码片周期也是相互同步的。

除SCDMA符号同步和码片同步外，TDMA-SCDMA系统还须向标签提供帧和时隙的定时信息，称为帧同步和时隙同步。

本设计中，所有同步信息由阅读器发送统一的同步信号提供，各标签接收该同步信号并从中提取同步信息，同时产生工作时钟。这样不但使工作时钟具有更高的精度，而且降低了标签的复杂度。

1）同步控制方案一

如（5）式，阅读器发送载频为f_c的载波信号s₀(t)，供标签进行后向散射调制。阅读器再以同步基带信号对另一频率f_c′的载波进行ASK调制（也可采用其他调制方式），得到同步信号s₀′(t)，与s₀(t)相加后发送。s₀′(t)表示为

s₀′(t)＝A₀′[1+α₀u(t)]cos(2πf_c′t)     (19)

其中A₀′为幅度，α₀为调制度；u(t)为同步基带信号，形式为双极性矩形脉冲序列，以特定的编码分别表示帧、时隙和符号周期的起始，以简单的矩形脉冲表示PN码码片周期的起始。

载频f_c′与f_c具有足够大的频差，标签以简单的滤波器分离s₀′(t)与s₀(t)，解调出u(t)，得到同步信息。同步信息中的码片定时信息还可以用作标签的工作时钟，因此标签可以省去工作时钟产生电路。

这种同步控制方案相对简单，但系统所占据带宽增加约一倍。

2）同步控制方案二

也可以将同步基带信号u(t)直接调制在供标签进行后向散射调制的载波A₀cos(2πf_ct)上，而不需另一载波。这时，（5）式所示的s₀(t)变为

s₀(t)＝A₀[1+α₀u(t)]cos(2πf_ct)     (20)

s₀(t)虽为ASK信号，但并不影响标签进行后向散射调制。

阅读器收到的标签应答信号成为“复合调制”信号，既受到同步基带信号的调制，又受到标签的后向散射调制。然而在阅读器端1+α₀u(t)是已知的，阅读器只要将接收信号先乘以1[1+α₀u(t)]即可去掉同步基带信号调制的影响。当然，传播时延会造成时间上的误差，但这种误差很小，一般可以忽略。若不能忽略，可以对传播时延进行估计并消除其影响。

标签接收到如（20）式所示的s₀(t)，从中解调、提取同步信息时将受到自身施加的后向散射调制的影响。这种影响显然也是可以克服的。

上述同步控制方案信号处理过程稍复杂，但不需另一载频，节省了信道带宽。

在以上多标签信号检测原理的阐述中，假设图4中“PN码同步及载波同步”单元的输出如（14）式所示。其实，阅读器接收到的标签应答信号中的标记波形为q_m(t-δ_m)，如（7）式所示。因此，（14）中的q_k(t)应为q_k(t-δ_k)，这样才获得了PN码的严格同步。不过δ_k一般很小，可以忽略，以q_k(t)代替q_k(t-δ_k)即可。如果δ_k不能忽略，则采用滑动同步法获得q_k(t-δ_k)，即CDMA系统通常采用的PN码同步方法。

以下给出载波同步方案，即如何确定（14）式中的相移θ_k，或者确定cosθ_k和sinθ_k的取值。

θ_k取决于载波频率f_c和信号传输延时τ_k（θ_k＝2πf_cτ_k），而τ_k正比于阅读器与标签k之间的距离D_k。D_k是未知的，因此在阅读器端θ_k是未知的（θ_k是[0,2π]上均匀分布的随机变量）。然而，在标签的一次应答过程中θ_k一般可以认为是不变的。这样，载波同步的方法是：在标签应答信号中，发送自身ID信息之前，首先发送若干个已知的二进制符号，供阅读器对θ_k进行估计，得到θ_k的估计值，即获得载波同步。其后，阅读器应用此θ_k估计值对标签后续发送的二进制符号序列进行检测。这一载波相移估计方法类似于多输入多输出（MIMO）无线通信系统中的信道估计方法。

假设在[0,T_b]内各标签传送已知的二进制符号b_m＝1,m＝1,2,…,M，由（10）式和（12）式可知阅读器下变频单元的输出为

$\begin{array}{c}x\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_m{\mathrm{\α}}_m{q}_m\left(t\right)\cos {\mathrm{\θ}}_m\right]+w_x\left(t\right),0\≤t\≤T_b\\ y\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_m{\mathrm{\α}}_m{q}_m\left(t\right)\cos {\mathrm{\θ}}_m\right]+w_y\left(t\right),0\≤t\≤T_b\end{array}---\left(21\right)$

使图4中“PN码同步及载波同步”单元的输出为c_jx(t)＝c_jy(t)＝q_k(t)，则图4中积分器的输出为

R_jx＝A_kα_kcosθ_k+η_jx     (22)

R_jy＝A_kα_ksinθ_k+η_jy

若信噪比足够大，即噪声项η_jx、η_jy的方差则由此得到cosθ_k、sinθ_k的估计值

$\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_k\≈R_{\mathrm{jx}}/\sqrt{R_{\mathrm{ix}}^2+R_{\mathrm{iy}}^2}\\ \sin {\mathrm{\θ}}_k\≈R_{\mathrm{jy}}/\sqrt{R_{\mathrm{ix}}^2+R_{\mathrm{iy}}^2}\end{array}---\left(23\right)$

供后续的符号检测使用。

为提高估值精度，可以使标签发送若干个已知符号，按照上述方法得到若干组cosθ_k、sinθ_k的估计值，然后求算数平均得到最终估计值。

SCDMA使用的PN码可选用改进的沃尔什码。标准沃尔什码由哈达玛矩阵构造，码字长度为L＝2^l（l为正整数），共有L个相互正交的码字。标准沃尔什码的相关特性不够理想，可以将每个沃尔什码字与同一个随机码逐位相乘（以双极性码表示），得到改进的沃尔什码。改进的沃尔什码仍为正交码，具有更理想的相关特性，且码字产生算法很简单，不至于显著增加标签的复杂度。

TDMA-SCDMA RFID系统纠错编码方式沿用ISO/IEC 18000-C标准的线性循环码CRC-16，其编译码算法相对简单，并具有较强的纠错能力。

超高频RFID国际标准ISO/IEC 18000-C建议的多标签防碰撞算法（Q算法）简述如下：

1）阅读器开始一轮阅读操作时，首先将浮点数Q_fp赋值为4.0，Q_fp＝4.0。

2）一个阅读时隙的开始，阅读器对Q_fp取最接近的整数，得到整数Q，表示为Q＝Round(Q_fp)。然后向作用范围内的标签广播发送阅读命令，其中包含Q值。

3）各标签收到包含Q值的阅读命令后：

·如果是一轮阅读的开始，或者收到的Q值与上一次收到的Q值不同，则各标签在0～2^Q-1的整数范围内随机选择一个数，赋值给各自的时隙计数器。

·如果收到的Q值与上一次收到的Q值相同，则各标签将自己的时隙计数器值减1。

4）时隙计数器值为0的标签发出应答信号（通过后向散射调制）。

5）阅读器检测标签应答信号，其后：

·如果没有任何标签应答，则将Q_fp减小c（但Q_fp值不得小于0），表示为Q_fp←max(0,Q_fp-c)。c的取值范围为0.1＜c＜0.5。

·如果仅有1个标签应答（应答成功），则保持原Q_fp值不变。

·如果检测到碰撞（两个及以上的标签应答），则阅读器发出碰撞指示信号，同时将Q_fp增加c（但Q_fp值不得大于15），表示为Q_fp←min(15,Q_fp+c)。刚才发送应答信号的标签收到碰撞指示信号后，将自己的时隙计数器赋值为2¹⁵-1。

6）一个时隙结束，返回到2）步，如此循环，直到Q为0且无任何标签应答，则一轮阅读结束。

TDMA-SCDMA RFID系统的防碰撞算法沿用上述Q算法的基本过程，但须做如下改动：

·各标签收到阅读器发来的Q值后，时隙计数器载入一个取自0～2^Q-1的随机数的同时，还要在N_c个PN码中随机选择一个，用于扩频调制。

·碰撞指两个及以上的标签选择了同一时隙且选择了同一PN码。

·在发生碰撞的时隙也可能有其他标签应答成功。只要发生碰撞，阅读器即重新发送Q值。Q值计算方法仍然是：浮点数Q_fp增加c（0.1≤c≤0.5）后取整。

·因每时隙有N_c个并行的码分信道，TDMA-SCDMA RFID系统所需时隙数量将减少，所以Q_fp的初始值须减小，由标准Q算法的4.0减小为1.0。

设定标签阅读时二进制符号传输速率为R_b＝640k bps（ISO/IEC18000-C最大传输速率），则每符号时宽T_b＝1/R_b＝1.56×10^-6s。设系统使用码长L＝16的PN码，则码片宽度T_c＝T_b/L＝9.77×10^-8s。再设阅读器至各标签距离之间的差别Δd≤1m，则阅读器接收标签后向散射信号的最大时延散布为Δτ_m＝2×Δd_m/(3×10⁸)＝6.67×10^-9s。由此得到Δτ_m/T_c＝0.068。时延散布将引起各标签发送SCDMA信号的同步误差及随机的载波相移。图6是上述系统参数下对TDMA-SCDMA RFID系统检测性能的仿真结果，其中实线是无信道编码时系统实际的符号错误率（SER）曲线（存在SCDMA信号同步误差、检测时码同步和载波同步误差）。为便于比较，图中也示出了假设不存在码同步误差及载波同步误差的理想情况下无信道编码系统的SER曲线（虚线）。仿真中，标签后向散射ASK调制的调制度α取值0.5。

可以看到，当SER＝10^-5时，由于各标签SCDMA信号同步误差、检测时码同步和载波同步误差的影响，系统所需的接收信噪比（SNR）比无同步误差时增加了约1.3dB，这一增加值是较小的。为达到SER＝10^-5的性能，系统所需接收信噪比为20.3dB，这在实际中是容易做到的。以上结果表明，就信号检测性能而言，TDMA-SCDMA方案用于RFID系统是完全可行的。

各种RFID系统平均所需时隙数的仿真结果如图7所示。仿真中，对每种系统在每个特定标签数量条件下做10⁴次实验，对实验结果求算数平均，得到平均所需时隙数。

从图7中可看到，传统的TDMA RFID系统所需时隙数约是待读取标签数量的3倍，而TDMA-SCDMA RFID系统由于每个时隙都存在多个并行的码分信道，使所需时隙数显著降低。即使系统仅有2个并行的码分信道（N_c＝2），所需时隙数量也下降近1倍。随着N_c的增加，阅读所需时隙数降低，但下降幅度逐渐变小。当N_c＝16时，阅读所需时隙数约为待读取标签数量的一半。

以上仿真结果体现了TDMA-SCDMA RFID系统在标签阅读速度方面的明显优势。

TDMA-SCDMA RFID系统的电子标签方案与已有技术相比，增加了PN码产生、扩频调制和时钟及同步提取等环节，但是省去了工作时钟产生电路，因此标签的实现复杂度仅略有增加，成本及功耗增加有限，可以满足无源标签的低复杂度和低功耗要求。当然更可以满足有源标签的要求。

本实用新型方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。

Claims (4)

1.一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统，包括一个阅读器、阅读器有效作用范围内的K个无源电子标签和RFID无线信道，其特征在于：所述的系统还包括一个PN码产生器，所述的PN码产生器设置在所述的无源电子标签内。

2.根据权利要求1所述的一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统，其特征在于：所述的阅读器包括协议控制与数据处理单元、发射机、接收机；所述的发射机包括RF震荡源、调制器和功率放大器，发送信号经天线共用器送至天线发射到空中；所述的接收机包括RF震荡源、下变频器和多标签信号检测器，天线接收信号经天线共用器馈送至下变频器。

3.根据权利要求1所述的一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统，其特征在于：所述的标签结构具体包括天线、能量收集与供电单元、协议控制单元、命令接收单元、时钟及同步提取单元、PN码产生器、乘法器以及天线阻抗切换单元。

4.根据权利要求2所述的一种时分多址与同步码分多址相结合的射频识别系统，其特征在于：所述的下变频器包括乘法器、波形相移器以及带通滤波器，RF震荡源输出载波经波形相移器相移后，两路相互正交的载波分别与接收信号相乘并分别经带通滤波器，得到两路基带信号。