CN203278691U - 一种双极性高压脉冲电源 - Google Patents
一种双极性高压脉冲电源 Download PDFInfo
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Abstract
本实用新型公开了一种双极性高压脉冲电源。50kV高压直流电源提供的电压，经储能电容储能后依次与全桥逆变电路、隔离变压器和2个半波整流电路相连，最后分别由2个半波整流电路输出40kV左右的正、负极性的高压脉冲；该电源以单片机为控制器，单片机发出的两路PWM信号分别控制全桥逆变电路两对桥臂上的功率开关组中IGBT的通断；两路PWM信号依次与各自的8个光耦串联电路、8组8个光耦串联电路相连，由此输出的64路驱动信号经同步变压器进行信号补偿后实现对多个串联IGBT的同步驱动。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种高压脉冲电源，特别是涉及一种双极性高压脉冲电源。
背景技术
由于脉冲电源有断续供电的特性，在很多领域都获得了广泛的应用。比如高能量物理、粒子加速器、金属材料的加工处理、食品的杀菌消毒、环境的除尘除菌等方面，都需要这样一种脉冲能量——可靠、高能量、脉宽和频率可调、双极性、平顶的电压波形。
随着电力电子技术的发展，一些新型的半导体开关被逐渐应用到脉冲功率技术中，绝缘栅极双晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor‐‐IGBT）就是其中一种。IGBT是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，具有驱动方式简单，开关速度快，电压、电流容量高等优点。但是在电压等级高的脉冲功率技术应用中，单个IGBT因耐压值、电流容量有限的问题，需将多个IGBT串并联连接，以满足不同高压设备的需要。
然而，由于单个IGBT器件特性不一致、控制信号传输过程中延时不同等原因会造成IGBT串联组件在开关过程中因开关动作的时间不一致，易出现电压分配不均，易造成器件的损坏。
串联器件静态不均流、不均压容易解决，影响较小。而动态串并联的运行较难，影响较大，目前国内外提出了IGBT动态串并联的多种方法。针对串联动态均压的方法主要有：（1）门极电压倾斜控制，它虽然能实现动态串联的均衡，但会使系统的工作频率大大降低，且产生大量的开关损耗，在正常工作期间仍会产生额外的功率损耗。(2)数字无差拍控制，它虽然功率损耗较小，但需要响应速度快的传感器、模数转换器等，因而成本高，不适合于实际应用。(3)门极电流脉冲控制，它虽然非常有效，控制路径小，功率损耗小，但在变负载的情况下无法产生精确的门极脉冲数，无法响应连续的过电压。
磁场可以在空间中以光速传播，而变压器正是一种电磁电转换设备，采用一种称为“同步变压器”的变压器使驱动信号同步的方法电路简单，易于实现，便于直接应用在高压脉冲电源的研制中。
发明内容
本实用新型的目的在于提供一种双极性高压脉冲电源发生电路，该电路以单片机为控制核心，利用同步变压器对IGBT驱动信号进行补偿，能实现对全桥逆变电路中串联的IGBT同时开通和关断控制，最后产生幅值为40kV左右的双极性高压脉冲。
为实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：
本实用新型包括50kV高压直流电源、储能电容、单片机、2个PWM放大电路、2个8个光耦串联电路、2个8组8个光耦串联电路、2个63个同步变压器电路、4组32个IGBT串联电路、隔离变压器和2个半波整流电路；50kV高压直流电源提供的电压，经储能电容储能后依次与全桥逆变电路、隔离变压器和2个半波整流电路相连，最后分别由2个半波整流电路输出正、负极性的高压脉冲；全桥逆变电路4个桥臂上的功率开关组S1、S2、S3、S4分别由4组32个串联的IGBT组成，每个功率开关组中各自的32个IGBT以串联的方式连接，即前一个IGBT的发射极与后一个IGBT的集电极相连；单片机发出两路PWM信号PWM1、PWM2，PWM1信号依次与第一个PWM放大电路、第一个8个光耦串联电路、第一个8组8个光耦串联电路、第一个63个同步变压器电路相连，第一个63个同步变压器电路输出的64路信号与全桥逆变电路的2个功率开关组S1、S3中各自的32个IGBT相连；PWM2信号依次与第二个PWM放大电路、第二个8个光耦串联电路、第二个8组8个光耦串联电路、第二个63个同步变压器电路相连，第二个63个同步变压器电路输出的64路信号与全桥逆变电路的2个功率开关组S2、S4中各自的32个IGBT相连。
所述的2个PWM放大电路、2个8个光耦串联电路、2个8组8个光耦串联电路，它们各具有相同的电路结构；第一个PWM放大电路由型号为TLP250的光耦U1完成，单片机发出的PWM1信号经电阻R1与光耦U1的2脚相连，放大后的信号由光耦U1的6脚输出；第一个8个光耦串联电路由8个型号均为TLP250的光耦U2～U9组成，光耦U1的6脚经电阻R2与光耦U2的2脚相连，光耦U2的3脚与光耦U3的2脚相连，前一个光耦的3脚与后一个光耦的2脚相连，光耦U9的3脚与光耦U1的5脚相连，8个光耦串联电路有8路输出，分别由各自光耦的6脚输出；第一个8组8个光耦串联电路由64个型号均为TLP250的光耦U10～U73组成，每8个光耦一组，8组8个串联光耦电路具有相同的电路结构；第一组8个光耦串联电路由光耦U10～U17组成，光耦U2的6脚经电阻R3与光耦U10的2脚相连，光耦U10的3脚与光耦U11的2脚相连，前一个光耦的3脚与后一个光耦的2脚相连，光耦U17的3脚与光耦U2的5脚相连；8组8个光耦串联电路有64路输出，分别由各自光耦的6脚输出。
所述的2个63个同步变压器电路具有相同的电路结构；光耦U10～U72各自6脚输出的PWM信号经各自的栅极电阻分别与同步变压器T1～T63初级绕组的1端相连，光耦U73的 6脚输出的PWM信号经栅极电阻与同步变压器T63次级绕组的2端相连；同步变压器T1次级绕组的2端与同步变压器T2初级绕组的1’端相连，前一个同步变压器次级绕组的2端与后一个同步变压器初级绕组的1’端相连；同步变压器T1初级绕组的1’端与IGBTQ1的栅极相连，T1次级绕组的2’端与IGBTQ2的栅极相连，同步变压器T2次级绕组的2’端与IGBTQ3的栅极相连，以此类推，同步变压器T63次级绕组的2’端与IGBTQ64的栅极相连；每个同步变压器初级绕组的1’端与次级绕组的2端是同名端；32个串联的IGBTQ1～Q32是全桥逆变电路桥臂上的功率开关组S1，32个串联的IGBTQ33～Q64是全桥逆变电路桥臂上的功率开关组S3。
所述的隔离变压器和2个半波整流电路组成双极性高压脉冲的输出电路；隔离变压器由一个初级绕组和两个次级绕组组成，初级绕组的1端与第一个次级绕组的2端、第二个次级绕组的3’端是同名端，初级绕组和两个次级绕组的匝数相同；隔离变压器初级绕组的1端、1’端与全桥逆变电路的输出端相连；隔离变压器第一个次级绕组的2’端与第二个次级绕组的3端共地；第一个次级绕组的2端与第一个半波整流电路相连，第一个半波整流电路由n个整流二极管D1～Dn串联组成，整流二极管D1的阳极与第一个次级绕组的2端相连，整流二极管Dn的阴极输出正极性高压脉冲；隔离变压器第二个次级绕组的3’端与第二个半波整流电路相连，第二个半波整流电路由n个整流二极管Dn+1～D2n组成，整流二极管Dn+1的阴极与第二个次级绕组的3’端相连，整流二极管D2n的阳极输出负极性高压脉冲。
本实用新型具有的有益效果是：
1、利用高压直流电源和全桥逆变电路组合的方法产生双极性高压脉冲，电路结构简单，比较容易实现。
2、全桥逆变电路输出的双极性脉冲通过隔离变压器输出，实现了输出电压与输入电压的电气隔离。
3、全桥逆变电路四个桥臂上的功率开关组都用个数相等的IGBT串联实现，解决了单个IGBT开关管耐压值有限的问题，并且利用同步变压器对驱动信号进行补偿，有效解决多个IGBT串联使用中驱动信号不同步的问题。
附图说明
图1是本实用新型的系统结构框图。
图2是图1的2个半波整流电路图。
图3是本实用新型的第一个PWM放大电路、第一个8个光耦串联电路、第一个8组8个光耦串联电路图。
图4是本实用新型的第二个PWM放大电路、第二个8个光耦串联电路、第二个8 组8个光耦串联电路图。
图5是本实用新型的第一个63个同步变压器电路、S1功率开关组、S3功率开关组电路图。
图6是本实用新型的第二个63个同步变压器电路、S2功率开关组、S4功率开关组电路图。
图7是本实用新型的隔离变压器、2个半波整流电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本实用新型作进一步的说明。
如图1、图2所示，本实用新型包括50kV高压直流电源、储能电容、单片机、2个PWM放大电路、2个8个光耦串联电路、2个8组8个光耦串联电路、2个63个同步变压器电路、4组32个IGBT串联电路、隔离变压器和2个半波整流电路；50kV高压直流电源提供的电压，经储能电容储能后依次与全桥逆变电路、隔离变压器和2个半波整流电路相连，最后分别由2个半波整流电路输出正、负极性的高压脉冲；全桥逆变电路4个桥臂上的功率开关组S1、S2、S3、S4分别由4组32个串联的IGBT组成，每个功率开关组中各自的32个IGBT以串联的方式连接，即前一个IGBT的发射极与后一个IGBT的集电极相连；单片机发出两路PWM信号PWM1、PWM2，PWM1信号依次与第一个PWM放大电路、第一个8个光耦串联电路、第一个8组8个光耦串联电路、第一个63个同步变压器电路相连，第一个63个同步变压器电路输出的64路信号与全桥逆变电路的2个功率开关组S1、S3中各自的32个IGBT相连；PWM2信号依次与第二个PWM放大电路、第二个8个光耦串联电路、第二个8组8个光耦串联电路、第二个63个同步变压器电路相连，第二个63个同步变压器电路输出的64路信号与全桥逆变电路的2个功率开关组S2、S4中各自的32个IGBT相连。
如图3、图4所示，本实用新型的2个PWM放大电路、2个8个光耦串联电路、2个8组8个光耦串联电路，它们各具有相同的电路结构；第一个PWM放大电路由型号为TLP250的光耦U1完成，单片机发出的PWM1信号经电阻R1与光耦U1的2脚相连，放大后的信号由光耦U1的6脚输出；第一个8个光耦串联电路由8个型号均为TLP250的光耦U2～U9组成，光耦U1的6脚经电阻R2与光耦U2的2脚相连，光耦U2的3脚与光耦U3的2脚相连，前一个光耦的3脚与后一个光耦的2脚相连，光耦U9的3脚与光耦U1的5脚相连，8个光耦串联电路有8路输出，分别由各自光耦的6脚输出；第一个8组8个光耦串联电路由64个型号均为TLP250的光耦U10～U73组成，每8个光耦一组，8组8个串联光耦电路具有相同的电路结构；第一组8个光耦串联电路由光耦U10～U17组成，光耦U2的6脚经电阻R3与光耦U10的2脚相连，光耦U10的3脚与光耦U11的2脚相连，前一个光耦的3脚与后一个光耦 的2脚相连，光耦U17的3脚与光耦U2的5脚相连；8组8个光耦串联电路有64路信号OUT1～OUT64输出，分别由各自光耦的6脚输出。
如图5、图6所示，2个63个同步变压器电路具有相同的电路结构；光耦U10～U72各自6脚输出的PWM信号OUT1～OUT63经各自的栅极电阻分别与同步变压器T1～T63初级绕组的1端相连，光耦U73的6脚输出的PWM信号经栅极电阻与同步变压器T63次级绕组的2端相连；同步变压器T1次级绕组的2端与同步变压器T2初级绕组的1’端相连，前一个同步变压器次级绕组的2端与后一个同步变压器初级绕组的1’端相连；同步变压器T1初级绕组的1’端与IGBTQ1的栅极相连，T1次级绕组的2’端与IGBTQ2的栅极相连，同步变压器T2次级绕组的2’端与IGBTQ3的栅极相连，以此类推，同步变压器T63次级绕组的2’端与IGBTQ64的栅极相连；每个同步变压器初级绕组的1’端与次级绕组的2端是同名端；32个串联的IGBTQ1～Q32是全桥逆变电路桥臂上的功率开关组S1，32个串联的IGBTQ33～Q64是全桥逆变电路桥臂上的功率开关组S3。
[0025]如图5、图6所示，利用同步变压器实现对全桥逆变电路中一对桥臂上64个IGBT的同时开通和关断控制，是把变比为1:1的脉冲变压器的一次侧与二次侧分别串入64个IGBT驱动信号的驱动端，即OUT1～OUT64，通过磁耦合的方式来对驱动信号做补偿，实现驱动信号的同步性，进而达到动态均压的目的。脉冲变压器法是主动控制门极驱动信号，不受主电路影响，简单可靠，实用性较强。
同步变压器对于驱动信号延时不同导致的IGBT串联动态不均压有很好的效果，且根据并联IGBT的不同参数、驱动信号延迟时间等条件，变压器的互感、漏感设计也可由IGBT等效为输入电容后的驱动端连接电路推导出范围公式做参考。另外，根据变压器原理，可通过级联比较容易实现多个IGBT串联的驱动信号补偿，理论上可以实现任意级大功率IGBT串联的动态均压，有很好的扩展性，这也是利用同步变压器来对IGBT驱动信号进行补偿的最大优点和特点。
为了达到良好的动态均压效果，同步变压器中激磁电感和漏感的选择十分重要。
同步变压器激磁电感Lm的设计指标为：Lm>100ΔT^2/C，ΔT为未使用同步变压器对驱动信号进行补偿时两个IGBT驱动信号不同步的时间差，C为IGBT的门极输入电容。
同步变压器绕组漏感Ls的设计指标为：100ΔT^2/C<Ls<(C*Rg^2)/2，ΔT为未使用同步变压器对驱动信号进行补偿时两个IGBT驱动信号不同步的时间差，C为IGBT的门极输入电容，Rg为栅极电阻。
如图7所示，隔离变压器和2个半波整流电路组成双极性高压脉冲的输出电路；隔离变压器由一个初级绕组和两个次级绕组组成，初级绕组的1端与第一个次级绕组的2端、第 二个次级绕组的3’端是同名端，初级绕组和两个次级绕组的匝数相同；隔离变压器初级绕组的1端、1’端与全桥逆变电路的输出端相连；隔离变压器第一个次级绕组的2’端与第二个次级绕组的3端共地；第一个次级绕组的2端与第一个半波整流电路相连，第一个半波整流电路由n个整流二极管D1～Dn串联组成，整流二极管D1的阳极与第一个次级绕组的2端相连，整流二极管Dn的阴极输出正极性高压脉冲；隔离变压器第二个次级绕组的3’端与第二个半波整流电路相连，第二个半波整流电路由n个整流二极管Dn+1～D2n组成，整流二极管Dn+1的阴极与第二个次级绕组的3’端相连，整流二极管D2n的阳极输出负极性高压脉冲。
本实用新型的工作过程如下：
50kV的高压直流电源经储能电容储能后通过全桥逆变电路产生双极性高压脉冲，该双极性脉冲与隔离变压器的初级绕组相连，隔离变压器的两个次级绕组经半波整流后分别输出正、负极性的高压脉冲；当全桥逆变电路的功率开关组S1、S3导通时，输入隔离变压器初级绕组的1端、1’端分别为正、负极性脉冲，此时，隔离变压器第一个次级绕组的2端为正，2’端为负，第一个整流电路工作，由整流二极管Dn的阴极输出正极性高压脉冲；而隔离变压器第二个绕组的3端为负，3’端为正，第二个整流电路不工作，无负极性高压脉冲输出；当全桥逆变电路的功率开关组S2、S4导通时，输入隔离变压器初级绕组的1端、1’端分别为负、正极性脉冲，此时，隔离变压器第一个次级绕组的2端为负，2’端为正，第一个整流电路不工作，无正极性高压脉冲输出，而隔离变压器第二个绕组的3端为正，3’端为负，第二个整流电路工作，由整流二极管D2n的阳极输出负极性高压脉冲。
单片机输出两路PWM信号PWM1、PWM2的频率均为f，脉冲宽度均为d，PWM1与PWM2的时序差为1/2f；PWM1信号控制全桥逆变电路其中一对桥臂上功率开关组S1、S3中各自32个IGBT的通断，全桥逆变电路相应地输出脉冲宽度为d的正脉冲，从而由第一个半波整流电路的整流二极管Dn的阴极输出正极性高压脉冲；PWM2信号控制全桥逆变电路另一对桥臂上功率开关组S2、S4中各自32个IGBT的通断，全桥逆变电路相应地输出脉冲宽度为d的负脉冲，从而由第二个半波整流电路的整流二极管D2n的阳极输出负极性高压脉冲，因此，最后分别由整流二极管Dn和D2n输出频率均为f，脉宽均为d，时序差为1/2f的正、负极性高压脉冲。
Claims (4)
1.一种双极性高压脉冲电源，其特征在于：包括50kV高压直流电源、储能电容、单片机、2个PWM放大电路、2个8个光耦串联电路、2个8组8个光耦串联电路、2个63个同步变压器电路、4组32个IGBT串联电路、隔离变压器和2个半波整流电路；50kV高压直流电源提供的电压，经储能电容储能后依次与全桥逆变电路、隔离变压器和2个半波整流电路相连，最后分别由2个半波整流电路输出正、负极性的高压脉冲；全桥逆变电路4个桥臂上的功率开关组S1、S2、S3、S4分别由4组32个串联的IGBT组成，每个功率开关组中各自的32个IGBT以串联的方式连接，即前一个IGBT的发射极与后一个IGBT的集电极相连；单片机发出两路PWM信号PWM1、PWM2，PWM1信号依次与第一个PWM放大电路、第一个8个光耦串联电路、第一个8组8个光耦串联电路、第一个63个同步变压器电路相连，第一个63个同步变压器电路输出的64路信号与全桥逆变电路的2个功率开关组S1、S3中各自的32个IGBT相连；PWM2信号依次与第二个PWM放大电路、第二个8个光耦串联电路、第二个8组8个光耦串联电路、第二个63个同步变压器电路相连，第二个63个同步变压器电路输出的64路信号与全桥逆变电路的2个功率开关组S2、S4中各自的32个IGBT相连。
2.根据权利要求1所述的一种双极性高压脉冲电源，其特征在于：所述的2个PWM放大电路、2个8个光耦串联电路、2个8组8个光耦串联电路，它们各具有相同的电路结构；第一个PWM放大电路由型号为TLP250的光耦U1完成，单片机发出的PWM1信号经电阻R1与光耦U1的2脚相连，放大后的信号由光耦U1的6脚输出；第一个8个光耦串联电路由8个型号均为TLP250的光耦U2~U9组成，光耦U1的6脚经电阻R2与光耦U2的2脚相连，光耦U2的3脚与光耦U3的2脚相连，前一个光耦的3脚与后一个光耦的2脚相连，光耦U9的3脚与光耦U1的5脚相连，8个光耦串联电路有8路输出，分别由各自光耦的6脚输出；第一个8组8个光耦串联电路由64个型号均为TLP250的光耦U10~U73组成，每8个光耦一组，8组8个串联光耦电路具有相同的电路结构；第一组8个光耦串联电路由光耦U10~U17组成，光耦U2的6脚经电阻R3与光耦U10的2脚相连，光耦U10的3脚与光耦U11的2脚相连，前一个光耦的3脚与后一个光耦的2脚相连，光耦U17的3脚与光耦U2的5脚相连；8组8个光耦串联电路有64路输出，分别由各自光耦的6脚输出。
3.根据权利要求1所述的一种双极性高压脉冲电源，其特征在于：所述的2个63个同步变压器电路具有相同的电路结构；光耦U10~U72各自6脚输出的PWM信号经各自的栅极电阻分别与同步变压器T1~T63初级绕组的1端相连，光耦U73的6脚输出的PWM信号经栅极电阻与同步变压器T63次级绕组的2端相连；同步变压器T1次级绕组的2端与同步变压器T2初级绕组的1’端相连，前一个同步变压器次级绕组的2端与后一个同步变压器初级绕组的1’端相连；同步变压器T1初级绕组的1’端与IGBTQ1的栅极相连，T1次级绕组的2’端与IGBTQ2的栅极相连，同步变压器T2次级绕组的2’端与IGBTQ3的栅极相连，以此类推，同步变压器T63次级绕组的2’端与IGBTQ64的栅极相连；每个同步变压器初级绕组的1’端与次级绕组的2端是同名端；32个串联的IGBTQ1~Q32是全桥逆变电路桥臂上的功率开关组S1，32个串联的IGBTQ33~Q64是全桥逆变电路桥臂上的功率开关组S3。
4.根据权利要求1所述的一种双极性高压脉冲电源，其特征在于：所述的隔离变压器和2个半波整流电路组成双极性高压脉冲的输出电路；隔离变压器由一个初级绕组和两个次级绕组组成，初级绕组的1端与第一个次级绕组的2端、第二个次级绕组的3’端是同名端，初级绕组和两个次级绕组的匝数相同；隔离变压器初级绕组的1端、1’端与全桥逆变电路的输出端相连；隔离变压器第一个次级绕组的2’端与第二个次级绕组的3端共地；第一个次级绕组的2端与第一个半波整流电路相连，第一个半波整流电路由n个整流二极管D1~Dn串联组成，整流二极管D1的阳极与第一个次级绕组的2端相连，整流二极管Dn的阴极输出正极性高压脉冲；隔离变压器第二个次级绕组的3’端与第二个半波整流电路相连，第二个半波整流电路由n个整流二极管Dn+1~D2n组成，整流二极管Dn+1的阴极与第二个次级绕组的3’端相连，整流二极管D2n的阳极输出负极性高压脉冲。
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| CN 201320259160 CN203278691U (zh) | 2013-05-10 | 2013-05-10 | 一种双极性高压脉冲电源 |
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| CN 201320259160 CN203278691U (zh) | 2013-05-10 | 2013-05-10 | 一种双极性高压脉冲电源 |
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|---|---|---|---|---|
| CN103281003A (zh) * | 2013-05-10 | 2013-09-04 | 浙江大学 | 双极性高压脉冲电源 |
| CN108462482A (zh) * | 2018-02-10 | 2018-08-28 | 西安交通大学 | 一种产生双极性高压脉冲的装置和方法 |
| CN112655144A (zh) * | 2019-03-14 | 2021-04-13 | 欧姆龙株式会社 | 用于半导体器件的电压平衡电路 |
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2013
- 2013-05-10 CN CN 201320259160 patent/CN203278691U/zh not_active Expired - Fee Related
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