CN202798586U - 一种乙类推挽放大电路 - Google Patents

Abstract

一种乙类推挽放大电路，该电路由两个互相对称的电路结构组成。每个对称电路的第一个三极管和第二个三极管类型相反，上述两个三极管的集电极相连后与乙类驱动三极管的基极相连，乙类驱动三极管的集电极驱动输出级三极管的基极。交流输入信号被分成同相和反相两个部分，每个部分分别与相应对称电路的第一个三极管的基极相连。第四个三极管的集电极通过一个分压器和电平转换电路与第二个三级管的基极相连后构成交流反馈回路。第四个三极管的基极通过第五个三极管与第二个三极管的基极相连构成直流反馈回路。去耦电容从第五个三极管通过一个二极管接地。上述电路使用较低的去耦电容，流过二极管的电流消除了电路的开关延时。

Description

一种乙类推挽放大电路

技术领域

本发明涉及一种低电压工作的具有小去耦电容的乙类推挽放大电路。

背景技术

当前集成电路中的乙类推挽放大电路需要三个相对较大的外部电容来补偿和消除信号耦合的作用。当放大电路开启时，上述电容中的两个电容要充电，产生几秒的开启延时，在上述过程中电池产生的电流是静态时的100倍，并且此时无放大作用。大电流还会导致电路无法正常启动。此外，当前电路需要较大的偏置电流，当供电电池很小时，将会减少电池的寿命。

发明内容

本发明提供的一种低电压工作的具有小去耦电容的乙类推挽放大电路，可用于大规模集成电路中。本发明电路使用较小的外部去耦电容，减少了电路开启时间。本发明的显著特点是静态电流被减小，不再需要原来的外部补偿电容。一种低电压工作的具有小去耦电容的乙类推挽放大电路，可放大正相和反相交流输入信号。上述电路包括：

(a)电路中两个对称部分完全相同，每个部分包括：

(i)每个三极管均有发射极，基极，和集电极。第一个三极管和第二个三极管类型不同，上述两个三极管的集电极连接在同一节点上。

(ii)第三个三极管与上述节点相连，用来放大从上述节点输入的信号。

(iii)第四个三极管与上述第三个三极管相连，用来放大第三个三极管的输出信号，第四个三极管含有输出信号端。

(iv)直流反馈回路用来控制第四个三极管的偏置电流，直流反馈回路包括与上述第四个三极管相连的第五个三极管，第五个三极管与上述第二个三极管的基极相连。

(v)交流反馈回路用来控制从第一个三极管到第四个三极管的交流增益，交流反馈回路包括连接在第四个三极管的输出端和第二个三极管基极间的电压转换电路。

(vi)一个去耦电容与上述第五个三极管相连。

(b)上述第一个三极管发射极和上述去耦电容均与电源负极相连。

(c)上述第二个三极管发射极与电源正极相连

(d)第一个放大部分的电路用来放大输入的正相信号，与其对称的另一部分电路用来放大输入的反相信号，

(e)上述第四个三极管的输出端连接负载。

对比文献

实用新型专利：无电容音频功率放大器，申请号：95242552.1

附图说明

图1为现有乙类推挽放大电路示意图。

图2为本发明电路的框图。

图3为本发明中用于产生确定信号的电路示意图。

图4为本发明的一种低电压工作的具有小去耦电容的乙类推挽放大电路的电路示意图。

具体实施方式

参照图1，图一为一种现有的乙类推挽放大电路。如图所示，该电路高度对称，电路左边的三极管用字母A标注，右边的三极管用字母B标注。两边的电路大致相同，因此在描述电路右边时只描述与左边不同的地方。小写字母描述交流信号，大写字母描述直流信号。

参照图1，交流信号Vs由具有内阻的信号源10产生，Vs从三极管Q11A的基极输入，通过三极管Q11A，Q12A和Q13A放大后输入到输出级三极管Q14A的基极。

Q14A的直流偏置电流需控制在一定的范围，即能够防止交越失真，又能够限制电池电流。R11A和R12A组成的直流反馈回路通过设定Q14A的基极直流电流提供上述控制作用。三极管Q14A的集电极电流在每半个周期中在零安培到几个微安间变化，实现乙类放大作用。两个输出级三极管Q14A，Q14B驱动一个微型的扩音器负载。电路电源由微型电池14提供。

交流反馈回路用来控制该电路的交流增益，交流反馈回路通过电阻R15A，R14A连接到三极管Q12A的基极，括号中是上述器件的典型值。

为了使输出三极管Q14A的集电极电流与输入交流信号成线性关系，则三极管Q14A的基极电压应与输入信号Vs成对数关系。如果三极管Q14A的基极交流信号能够通过电阻R11A，R12A构成的直流反馈回路反馈到三级管Q11A的基极，则会产生交越失真。为防止交越失真的产生，电容CDA使交流信号从R11A，R12A的节点处流入地端。上述信号通过电阻R12A耦合到信号源10的输入电阻处。

电路的右半部分，电容CDB和电阻R11B，R12B的公共节点处产生交流耦合，上述耦合是不对称的，因为输入信号不从右半部分电路输入。三极管Q11B的基极交流电压V4由三极管Q14A的基极通过电阻R11B，R12B反馈得到。交流电压V4在理想状况下应为零伏，实际情况下为有限值。

当信号源10的阻抗较低，电路增益为100时，输出电压转换器12上的交流输出信号满足一下公式：

vout＝voutA-voutB＝100Vs-100V4＝100(Vs-V4)

当三极管Q14B的基极信号与三极管Q14A的基极信号相同时，三极管Q14A的基极信号会产生严重的谐波失真。去耦电容用来减少上述失真使V4比Vs小的多，如当vout为1伏特时，Vs为10毫伏。为了使失真小于1％，V4要小于100微伏。对于400Hz的信号来说，需要的电容CDA，CDB较大，典型值为4.7uF.微型电路中不宜采用上述较大的电容。

当上述电路通电时，去耦电容CDA，CDB的初始电压为零，三极管Q11A，Q11B截止，三极管Q14A，Q14B导通，导通电流受电阻R17A，R17B和三极管Q14A，Q14B的放大系数β的限制。三极管Q14A，Q14B的电流可达到50毫安，会导致电源达到极限电流，电路无法工作。此外，去耦电容CDA，CDB通过电阻R11A，R12A和R11B，R12B充电后电压可达到0.7伏特。参照图1，三级管Q14A，Q14B的基极电压被限制在0.75伏特。因此，充电电流也受到限制，需要两到三秒的时间才能使三极管Q11A达到0.7伏特来关闭三极管Q14A，上述延时当中，该电路无放大作用，是用户不希望发生的。

图1电路接入低阻抗负载时需要较大的偏置电流驱动三级管Q13A和Q13B。峰值输出电流为25毫安，三极管Q13A的偏置电流将为300微安来满足上述条件，即使三极管Q14A的偏置电流为150微安。因此，乙类输出级三极管Q14A的高效率将受到低效率的甲类驱动级三极管Q13的影响。

图1的转换器12是一个微型音频转换器(通常为助听器)，上述转换器中的金属线可在较宽的频率范围内屏蔽电感和电容效应。伴随着电路中寄生电容的上述效应在交流信号回路中产生的增益激增和相位变换会导致电路的不稳定。上述交流回路包括转换器，三极管Q12A，Q13A，Q14A和电阻R15A，R13A，R14A。为了防止上述情况的发生，外部补偿电容CX跨接在输出转换器上，外部补偿电容CX增加了电路的体积和成本。

参照图2，图2为本发明的电路框图，交流信号Vs通过电阻R100和电容C100输入放大器20，放大器20的输出信号为VB1-vA，VB1是直流偏置电压。上述输出信号再输入到放大器22中，放大器22输出电压为VB1+vA。上述两个输出信号分别输入到乙类放大器26的两个端口24A，24B中。乙类放大器26的两个输出端口28A，28B与输出转换器12相连，这里是个音频放大器。

参照图3，图三为放大器20和22的内部结构。如图所示，放大器20包括一个用来获取足够增益和提供相位变换的共射极三极管Q100A。场效应管Q101A作为源极跟随器组成缓冲放大级，三极管Q100A，Q101A构成具有50分贝增益的反相运算放大器。反馈电阻R101A可降低上述增益。三极管Q102A作为镜像电流源为三极管Q100A提供基极电流。三极管Q103A作为镜像电流源为三极管Q100A提供集电极电流。三极管Q100A的基极偏置电压VB1用来使三极管Q103A流出的电流为设定值。镜像电流源104A为缓冲级三极管Q101A提供电流。

第二个放大器22和第一个放大器20完全相同，上述三极管用字母B标注。输入信号的交流部分经过放大器22反相后的输出电压为VB1+vA.参照图3，输入信号vA被放大后分为两部分，每个部分具有相同的偏置电压VB1，和交流电压vA，-vA。上述电压中心抽头变压器产生，中心抽头提供偏置电压VB1。

参照图4，图4为放大器26的内部结构。本发明的放大器26是一个乙类推挽放大器。图4电路的左右两部分大致相同，不同部分将在下面做描述。左半部分用字母A标注，右半部分用字母B描述。由于两边部分大致相同，故以下仅描述左半部分功能，以及右半部分与左半部分不同的功能。

在放大器26的左半部分中，输入信号vA+VB1流入三极管Q1A的基极，三极管Q1A是三级放大电路的第一级，其他两级是驱动三极管Q3A和输出三极管Q4A。直流反馈回路控制三极管Q4A的偏置电流，上述回路从三极管Q2到三极管Q6A的基极。三极管Q2A是一个接有二极管负载的共发射极的电路，三极管Q5A与三极管Q2A相连接，因此三极管Q2A的增益为-1。(假设三极管Q2A，Q5A除了导电特性不同外，各特性大致相同)三极管Q6A的集电极和三极管Q1A连接在节点S上，如上所述，直流回路使得三极管Q14A的偏置电流即可消除交越失真，又可限制电源电流。实际工作中，当三极管Q4A的基极电压较高时，三极管Q2A导通，三极管Q6A开启，导致三极管Q3A的基极电压上升，三极管Q3A截止，使得三极管Q4A的基极电压下降。在上述条件下，三极管Q4A的典型偏置电流为120微安。

为了防止补偿电流通过电阻R5流入三级管Q2A，常采用通过电流源(图中未显示出)为三极管Q2A提供基极补偿电流。

交流反馈回路从三极管Q4A引出，上述交流回路通过一个分压器，该分压器包括电阻R4A，R3A。交流电压在三极管Q5A处相位发生改变，上述交流电压输入到三极管Q6A的基极。该电路对于交流信号产生运算放大器的作用。三极管Q1A和Q6A具有相同的跨导，相反的相位信号作用于上述三极管的基极后，会与从它们集电极流出的信号在节点S处抵消，没有电流流如三极管Q3A。三极管Q1A，Q6A的基极的电流差会导致错误的电流流入三极管Q3A，上述电流会三极管Q3A和Q4A放大。右半部分电路和左半部分电路大致相同，只不过是反相位驱动的。

在现有技术电路中输入级三极管Q4A的基极信号严重失真，并不能通过直流回路流到三极管Q6A的基极，由电阻R5A和去耦电容CDA组成的滤波器来完成。电容CDA连接在三极管Q2A的基极和三极管Q7A的基极和集电极的公共节点处。三极管Q7A的发射极接地。场效应管Q8组成的电流源的电流流过三极管Q7，流过接成二极管的三极管Q7A的电流在三极管Q7A上产生的电压与三极管Q2A的基极电压相同。

因此，在实际工作时，去耦电容CDA，CDB上没有直流电压，当电路开启时，没有像现有技术中存在较长的导通延时。由于阻抗较低，故可看作是信号地。

在以下描述中，将会涉及这些术语(和上面相同的是，大写字母描述直流电流，电压。小写字母描述交流电流，电压)IC1A，IC2A，IC4A，IC5A，IC6A是三极管Q1A，Q2A，Q4A，Q5A，Q6A的集电极电流。

VBE5A和VBE6A是三极管Q5A，Q6A的基极-发射极的直流电压。

voutA是三极管Q4A集电极到地的交流输出电压。Vb2A和vb6A是三极管Q2A，Q6A的交流电压。同样的术语将在右半部分电路以字母B的形式标注。

图4电路中，三极管Q1A的集电极直流电流由基极偏置电压VB1决定，忽略基极电流后，三极管Q6A的集电极电流和三极管Q1A的集电极电流相同。忽略基极电流后，三极管Q6A的基射电压遵循以下公式：

VBE6A+IC2A*R2A＝VBE5A+IC2A*R3A

因此VBE6A＝VBE5A+IC2A(R3A-R2A).

由于R3A＝R2A，三极管Q6A和Q5A是互相匹配的三极管。则VBE6A＝VBE5A，IC6A＝IC5A。

忽略基极电流后IC6A＝IC1A，IC5A＝IC2A.

由于三极管Q2A的集电极电流流入三极管Q5A，三极管Q5A具有电平转换的作用.则IC2A＝IC1A，忽略基极电流后IC4A＝N×IC2A

这里的N是三极管Q4A的发射极面积与三级管Q2A的发射极面积之比。

因此IC4A＝N×IC1A，输出级三极管Q4A的静态或偏置电流受偏置电压VB1的控制。在上述条件下，三极管Q4A的典型偏置电流为120微安。

图4电路中的电阻值时在理想电路中情况。事实上，考虑基极电流后，电阻R2A的阻值为1.1千欧，

电阻R3A的阻值为1.2千欧.由于三极管Q2A到Q6A组成一个整体，三极管Q6A的基极交流信号遵循下列公式：

$\mathrm{vb}6A=\frac{R3A}{R3A+R4A}*\mathrm{voutA}-\mathrm{vb}2A$

vb2A前有负号，是因为三极管Q2A使相位翻转。

因此vb6A＝0.07voutA-vb2A(按图中电阻计算得)

因此，voutA＝14.3(vb6A+vb2A)

由于信号vb6A和三极管Q1A的基极信号vA(该信号时待放大的信号)幅度相同，相位相反。则voutA＝14.3(-vA+vb2A)

基于同样的分析

voutB＝14.3(-vA+vb2B)

则交流输出信号为

vout＝voutA-voutB

＝14.3(-vA-vA+vb2A-vb2B)

＝-28.6vA+14.3(vb2A-vb2B)

从交流输出信号可见，器件的有效电压为-28.6vA，失真电压为14.3(vb2A-vb2B)。与现有电路不同的是，上述失真电压是由去耦电容CDA和CDB的输入信号的差值决定而不是上述任一电容的电压决定。参照图4的电脑模拟结果，仅由任一电容电压决定时信号vb2A和信号vb2B均有63％的失真，而当由去耦电容CDA和CDB的输入信号的差值决定时，信号的失真有16％。上述去耦电容网络由电容CDA，CDB构成(含有电阻R5A，R5B)，是信号的衰减比原来小四倍多，从而使得电容的尺寸减小为原来的四分之一。

上述失真电压为被放大了14.3倍，交流电压被放大了28.6倍。而现有电路的上述两项均被放大了100倍。当vout＝1伏特时，vA＝35mv.即上述失真小于百分之一，谐波失真信号vb2A-vb2B小于700微伏。这比现有电路的值高出七倍，意味着去耦电容可以减少为原来的七分之一。上述减少了四倍后，所需的去耦电容尺寸可以减少28倍。

另外导致去耦电容减少的因素是，电阻R5A，R5B从74千欧增加到了330千欧，则增加了4.5倍。综上所述，去耦电容CDA，CDB的尺寸减少了100倍。为了便于电路的生产，电阻R5A，R5B的阻值为200千欧，使得与原有电路同样同样大小的去耦电容CDA，CDB的值为100nF.

图4电路与图1电路相比的另一优点是：偏置电流的减小，是通过将原有电路中的NPN型驱动三极管换为工作在乙类状态的PNP三极管Q3A，Q3B。三极管Q3A，Q3B的偏置电流为6微安而不是图1电路中的300微安。三极管Q3A的集电极电流是由场效应晶体管Q9A构成的电流源提供的。三极管Q3A和Q4A组成低电压工作的达灵顿管。

图4电路的另一个优点是无需外部补偿电容CX，输出转换器或负载12被一个对称电路代替，上述电路的左半部分是一些电阻和电感RLA，LLA和电容CLA并联，右半部分与左半部分相同。负载12和与三极管相连的寄生电容的谐振效应，会导致电路的不稳定。现有电路是通过一个外部补偿电容CX和两个内部电容C1A，C1B来解决的。图4电路通过两边的补偿网络来解决电路不稳定的问题，无需外部补偿电容。

图4中微型扩音器12的谐振频率为5khz到600khz。超过上述频率后，转换器12表现出电容效应，输出级的Q4A或Q4B的作为一个积分器，相位发生90度翻转，以20分贝/每十倍频的速率下降。如果没有上述补偿，当相位角为零度时，回路还会有40分贝的附加增益。回路增益是从三极管Q6A的基极到三级管Q4A的集电极间产生的，

回路衰减是从三极管Q4A的集电极到三级管Q6A的基极间产生的。当相位角为零度时上述补偿网络使回路增的益和相位发生改变，保证了电路的稳定性。

第一个补偿网路包括电容C3A和电阻R6A。当频率接近或大于谐振频率时，电容C3A可减少输出级Q4A的增益而不改变其相位。由于输出级转换器12中的电容负载使得输出三极管Q4A在超出谐振频率时，增益会下降。以6分贝/倍频程的速率下降。三极管Q4A的部分输出信号通过电容C3A和电阻R6A反馈到基极，三极管Q3A的集电极阻抗影响其增益。如果没有电容负载的存在，阻抗将以6分贝/倍频程的速率下降，因为当频率增加时，负反馈会导致较大的电流流过反馈回路(由于密勒效应的原因，电容C3A的增益将乘上该级的增益)。然而，三极管Q4A的增益以6分贝/倍频程的速率下降，以至电容C3A的值以6分贝/倍频程的速率下降，所以输出级Q4A的相位没有减小。

由于三极管Q3A的集电极阻抗减小，减小了低频增益，导致了相位发生90度的翻转。，故在低频时输出级Q4A的增益减小。当频率增加时，加载三级管Q3A的输出转换器12构成的电容负载的增益减小。计算显示上述增益与扩音器中的CLA除以C3A的值成比例。因此，电容C3A在接近和超过谐振频率时的增益下降15分贝。

当增益没有明显变化时，在频率超过100KHZ时，电阻R6A会造成正向相位变化。拓宽了相位为零时的频率。由于增益随频率增加而下降，故电阻R6A减小了相位角为零度时的附加增益。

第二个补偿网络由电容C1A和电阻R1A组成。当频率超过4KHZ时，电容C1A将使增益以20分贝/十倍频的速率下降，但也使得相位反相翻转了90度。当增益没有明显变化时，当频率超过200KHZ时，电阻R1A使得相位正相翻转了90度。

第三个补偿网络由电容C2A构成，当增益没有明显变化时，且频率超过100KHZ时，电容C2A使得相位发生正向翻转。

上述三个补偿网络共同用，减小回路增益，并减小在相位角为零度时的频率。(以下两段关于图5，图6的描述略去)

图4电路中，补偿电容值改为C1A，C1B为33pF，C2A，C2B为27pF，C3A，C3B为170pF.上述改动将提高电容的补偿作用。

需要注意的是；上述三个补偿网络是为特定集成电路而制作的，不同的技术需求所需要的补偿网络也不尽相同。并且不同的输出转换器所需要的补偿网路也不同。

上述电路中与三极管Q7A相连的二极管和电流源Q8被省略了，去耦电容CDA，CDB的值被减小了100倍，仍然存在短暂的导通延时。由于去耦电容的值比图1中的去耦电容小了100倍，导通延时能够基本上减小。

图4电路由具有内阻的小型电池14供电，其内阻较大，典型值为10欧姆。当图4左半部分电路硬启动时，电池将产生25微安的峰值电流，流过10欧姆的内阻，产生250微伏的压降或电池电压的下降。当右侧电路硬启动时也会出现相同的情况。电池电压随着时间变化会在44处和46A，46B处出现反相的全波整流信号。

电路中反馈的交流信号只能是负载12上的交流信号，而不能是电源纹波，交流反馈信号跨越三级管Q6A的基极-发射极间的节点。电源纹波会出现在三极管Q6A的发射极，也通过三极管Q5A流入三极管Q6A的基极，两者相互抵消，消除电源纹波影响。

最后要说明的是：三极管Q5A作为一个电平转换器，交流和直流反馈回路连接到同一节点，即从三极管Q6A的基极到公共节点S。三极管Q6A与三极管Q1A的类型相反，三极管Q6A会将交流和直流信号引入到公共节点S。尽管交流反馈信号与电源正极有关，直流反馈信号与地相关，三极管Q6A仍具有上述作用。

Claims (8)

1.一种乙类推挽放大电路，其特征是可放大交流输入信号的同相和反相部分，该电路包括：电路中两个对称部分完全相同，每个部分包括：每个三极管均有发射极，基极，和急集电极；第一个三极管和第二个三极管类型不同，上述两个三极管的集电极连接在同一节点上；第三个三极管与上述节点相连，用来放大从上述节点输入的信号；第四个三极管与上述第三个三极管相连，用来放大第三个三极管的输出信号，第四个三极管含有输出信号端；上述第一个三极管发射极和上述去耦电容均与电源负极相连；上述第二个三极管发射极与电源正极相连，第一个放大部分的电路用来放大输入的正相信号，与其对称的另一部分电路用来放大输入的反相信号，上述第四个三极管的输出端连接负载；电路产生放大信号是指产生与外部交流输入信号成比例的交流输入信号；交流输入信号和直流偏置信号从第一个三极管的基极输入。

2.根据权利要求1所述的一种乙类推挽放大电路，其特征是直流反馈回路用来控制第四个三极管的偏置电流，直流反馈回路包括与上述第四个三极管相连的第五个三极管，第五个三极管与上述第二个三极管的基极相连；交流反馈回路用来控制从第一个三极管到第四个三极管的交流增益，交流反馈回路包括连接在第四个三极管的输出端和第二个三极管基极间的电压转换电路；一个去耦电容与上述第五个三极管相连。

3.根据权利要求1所述的一种乙类推挽放大电路，其特征是上述电路包括一个具有两个端口的二极管，上述去耦电容连接在一起后与上述二极管的有一个端口相连，二极管的另一个端口与电源负极相连；即上述去耦电容与二级管相连后与电源负极相连。产生的电流在二极管上产生压降，降小去耦电容的充电效应。

4.根据权利要求1所述的一种乙类推挽放大电路，其特征是在每个对称电路中产生的电流是指流过第三个三极管的偏置电流。

5.根据权利要求1所述的一种乙类推挽放大电路，其特征是在每个对称电路中的电平转换电路包括特性相同的第六个三极管，

6.根据权利要求4所述的一种乙类推挽放大电路，其特征是上述电路具有补偿用来控制交流输入信号的的增益和相位变换的电路作用，使上述电路工作在稳定状态。上述补偿电路包括，由第三个三极管和第四个三极管耦合而成的第一个补偿网络，由第四个三极管和第六个三极管耦合而成的第二个补偿网络，由第二个三极管和第六个三极管耦合而成的第三个补偿网络，

7.根据权利要求1所述的一种乙类推挽放大电路，其特征是第一个三极管，第四个三极管和第六个三极管是同种类型，第二个三极管和第三个三极管是另外一种类型；一种三极管类型是NPN型，另一种三极管类型是PNP型。

8.根据权利要求1所述的一种乙类推挽放大电路，其特征在于：每个对称电路中的电流源与第三个三极管的集电极相连，为第三个三极管提供和设定集电极电流。

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