CN202679774U - 一种大功率节能灯控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种大功率节能灯控制电路，包括整流电路、滤波电路、集成电路、有源支路、无源支路、灯负载和启动电路，所述有源支路包括第一功率MOS管和第二功率MOS管，所述灯负载连接在有源支路与无源支路之间，集成电路上连接有启动电路，电源依次经过整流电路、滤波电路连接到集成电路。本实用新型有效地减少了原器件数量，缩小了电子镇流器体积，减轻了电子镇流器重量，提高了电子镇流器的一致性、可靠性与安全性，延长了电子镇流器和三基色荧光灯管的使用寿命，将节能灯在损坏之前的开关周期数延长至≥30000次，将节能灯的寿命延长至10000小时～20000小时，使电子镇流器几乎提供了一切所必需的功能，具有相当高的性能价格比，有力地促进了绿色照明产业的发展。

Description

一种大功率节能灯控制电路

【技术领域】

本实用新型涉及普通照明用自镇流荧光灯（又叫紧凑型荧光灯，简称节能灯），是采用稀土三基色荧光灯管，配以电子镇流器的节能光源。

【背景技术】

自镇流荧光灯的工作原理是利用高频电子镇流器将电网提供的低频(50Hz/60Hz)的交流电逆变为高频(20KHz～50KHz)的交流电去点燃荧光灯管。具有低电压启辉、无频闪、无噪音、高效节能、使用寿命长（依据电子镇流器采取不同措施，寿命能在3000小时至10000小时，为普通白炽灯的3-10倍）等优点。可广泛应用于商场、宾馆、娱乐等公共场所及家庭照明，尤其在电源电压波动频繁的地区。

图1是目前典型的节能灯电子镇流器电路，叫电压馈电半桥式逆变器电路。

开关晶体管Q1、Q2为桥路的有源侧，隔直电容C4、启动电容C5组成无源支路，灯负载则连接在桥路中有源支路和无源支路之间，负载电流的回复通路由C4、C5提供，电阻R1、电阻R2、二极管D5、启动电容C2和双向触发二极管DB3等组成半桥式逆变器的启动电路，Q1、Q2是振荡电路中的重要元件，同时又兼作功率开关。

当电子镇流器加电后，流过R1、R2的电流对C2充电，当C2两端电压升高到DB3的转折电压（min28V～max36V）值后，DB3雪崩击穿，C2则通过DB3对Q2的基极-发射级网络放电，Q2因正向偏置而导通，在Q2导通期间，电流路径是：＋→C4→灯丝T1→C5→灯丝T2→扼流圈L1→可饱和脉冲变压器B初级线圈B1→Q2→R6→－，电流对C4充电。

Q2集电极电流的瞬间变化（di/dt），通过B1在B的两个次级绕组B2、B3两端产生一个感应电势，极性是各绕组同名端为正，其结果是使Q2的基极电位升高，基极电流和集电极电流进一步增大，连锁式的正反馈立即是Q2跃变到饱和导通状态。

在Q2导通时，C2将通过D5、Q2、R6放电，以阻止对Q2的基极产生进一步的触发脉冲。

启动电路提供一个外部触发信号，高频振荡的建立与维持则借助于B绕组之间的耦合，产生正反馈来实现，当B达到饱和后，各个绕组中的感应电势为零，Q2基极电位呈下降趋势，I_C2减小，B1中的感应电势将阻止I_C2减小，极性是同名端为负。于是，Q2基极电位下降，Q1基极电位升高，这种连锁式的正反馈迅速使Q2退出饱和跃变到截止状态，而Q1则由截止跃变到饱和导通。在Q1导通期间，电流路径是：C4→Q1→R5→B1→L1→T2→C5→T1→C4，该电流流向即为C4放电回路。当B磁芯进入饱和之后，连锁式的正反馈很快又使Q2再次饱和导通，而Q1由导通跃变为截止。如此周而复始，Q1和Q2轮流导通，使并联于灯管两端的灯启动电容C5上的电流方向不断改变，迅速引起L1、C4、C5等组成的LC串联电路发生谐振，在C5两端产生一个600V～1.2KV的高压脉冲，将灯点火引燃。

L1在灯点火过程中是辅助启动元件，在灯启动之后对灯电流起限制作用。

在灯启动之前，由于C5<<C4,所以LC串联电路的谐振频率主要由C5、L1的数值决定。在逆变器进入稳定工作时，工作频率则由B磁芯尺寸、最大磁通密度、初次级绕组的匝数、Q的储存时间等因素共同确定。

综上电路原理所述，常规节能灯工作状态要涉及电子镇流器上多个原器件数值的影响，特别是可饱和脉冲变压器，要受到该原器件的多项参数的影响，且该器件的多项参数会随着节能灯燃点后温度上升而发生变化，所以就电子镇流器而言，很难做到让三基色荧光灯管处在最佳工作状态，更不可能做到节能灯从启动到稳定工作过程中让三基色荧光灯管都能处在各个过程的最佳工作状态。

尽管可以对电子镇流器采取各种技术改进措施，如增加PTC热敏电阻来保证节能灯启动时，控制三基色荧光灯管的阴极电流，先让阴极发射材料达到高于700℃的热电子发射状态，同时PTC在电流的热效应下，温度升高到PTC的居里点，PTC的阻值阶跃到高阻状态，近似开路，灯丝预热电流通过C5，于是立即引起L1、C4、C5等组成的LC串联电路发生谐振，在C5两端产生一个600V～1.2KV的高压脉冲，将灯一次性点火成功。做到节能灯在阴极预热后再启动，但PTC热敏电阻存在一致性和可靠性的问题，且在节能灯进入稳定工作过程中仍参与在工作电路中。

【实用新型内容】

本实用新型的目的就是解决现有技术中的问题，提出一种大功率节能灯控制电路，能够减少原器件数量，缩小电子镇流器体积，减轻电子镇流器重量，提高电子镇流器的一致性、可靠性与安全性，并能够延长电子镇流器和三基色荧光灯管的使用寿命，将节能灯在损坏之前的开关周期数延长至≥30000次，将节能灯的寿命延长至10000小时～20000小时。

为实现上述目的，本实用新型提出了一种大功率节能灯控制电路，包括整流电路、滤波电路、集成电路、有源支路、无源支路、灯负载和启动电路，所述有源支路包括第一功率MOS管和第二功率MOS管，所述灯负载连接在有源支路与无源支路之间，集成电路上连接有启动电路，电源依次经过整流电路、滤波电路连接到集成电路。

作为优选，所述灯负载包括第一灯丝和第二灯丝，所述无源支路由隔直电容和启动电容组成，所述隔直电容、第一灯丝、启动电容、第二灯丝依次串联。

作为优选，所述第二灯丝与集成电路之间串联有扼流圈。

作为优选，所述启动电路包括启动电阻、第三电容、振荡频率设置电阻和预热时间设置电容，所述启动电阻、第三电容、振荡频率设置电阻和预热时间设置电容分别与集成电路的功能引脚连接。

作为优选，在集成电路的VCC引脚和VB引脚之间集成有自举MOSFET管，集成电路的VB引脚和VS引脚之间连接有第五电容。

作为优选，所述集成电路采用IMP3520D芯片。

本实用新型的有益效果：本实用新型有效地减少了原器件数量，缩小了电子镇流器体积，减轻了电子镇流器重量，提高了电子镇流器的一致性、可靠性与安全性，延长了电子镇流器和三基色荧光灯管的使用寿命，将节能灯在损坏之前的开关周期数延长至≥30000次，将节能灯的寿命延长至10000小时～20000小时，使电子镇流器几乎提供了一切所必需的功能，具有相当高的性能价格比，有力地促进了绿色照明产业的发展。

本实用新型的特征及优点将通过实施例结合附图进行详细说明。

【附图说明】

图1是现有技术节能灯电子镇流器电路的电路原理图；

图2是本实用新型一种大功率节能灯控制电路的电路原理图；

图3是本实用新型一种大功率节能灯控制电路中控制芯片的管脚原理图。

【具体实施方式】

参阅图2，大功率节能灯控制电路，包括整流电路、滤波电路、集成电路U1、有源支路、无源支路、灯负载和启动电路，所述有源支路包括第一功率MOS管Q1和第二功率MOS管Q2，所述灯负载连接在有源支路与无源支路之间，集成电路U1上连接有启动电路，电源依次经过整流电路、滤波电路连接到集成电路U1。所述灯负载包括第一灯丝T1和第二灯丝T2，所述无源支路由隔直电容C7和启动电容C8组成，所述隔直电容C7、第一灯丝T1、启动电容C8、第二灯丝T2依次串联。所述第二灯丝T2与集成电路U1之间串联有扼流圈L2。所述启动电路包括启动电阻R1、第三电容C3、振荡频率设置电阻R2和预热时间设置电容C4，所述启动电阻R1、第三电容C3、振荡频率设置电阻R2和预热时间设置电容C4分别与集成电路U1的功能引脚连接。所述集成电路U1的VB引脚与VS引脚之间连接有第五电容C5。

参阅图3，节能灯控制电路中控制芯片采用IMP3520D芯片。IMP3520D芯片是集成了600V半桥驱动的自适应整流器控制芯片。此芯片包含自适应零电压开关，峰值因子过流保护功能，同时还集成了自举二极管。该芯片最核心的部分是一个最小频率外部可调的压控振荡器。所有的整流器控制芯片需要的特性全部集成到这个8管脚的DIP封装体内，各引脚功能描述详见表一。

表一：

引脚	名称	描述
			1	VCC	低压电源
2	COM	芯片功率地和信号地
			3	FMIN	最小频率设置端口
4	VCO	压控振荡器输入端
			5	LO	低压侧栅驱动输出端
6	VS	高压侧浮动地
			7	HO	高压侧栅驱动输出端
8	VB	高压侧浮动电源

当电子镇流器加电后，流过R1的电流对C3充电，当C3两端电压升高到U1的VDD欠压锁定正向开启电压，U1进入频率扫描模式，开始对电容C4充电，使得VCO引脚的电压开始线性上升，随着电压的上升，频率保持下降，同时，U1在LO、HO交替输出脉冲，Q1和Q2轮流导通，在Q2导通期间，电流路径是：＋→C7→灯丝T1→C8→灯丝T2→扼流圈L2→Q2→－，电流对C7充电；在Q1导通期间，电流路径是：C7→Q1→L2→T2→C8→T1→C7，该电流流向即为C7放电回路。使并联于灯管两端的灯启动电容C8上的电流方向不断改变，当频率朝着L2、C7、C8等组成的LC串联电路的谐振频率处时，在C8两端产生一个600V～1.2KV的高压脉冲，将灯点火引燃。

L2在灯点火过程中是辅助启动元件，在灯启动之后对灯电流起限制作用。

R3、R4分别是Q1、Q2功率MOS管栅极电阻，在高频工作时，MOS的输入阻抗将降低，而且在某个频率范围内将变成负阻，会发生振荡。为改变控制脉冲的前后沿陡度，防止震荡，减小漏极的电压尖峰而装。

集成在U1的VCC和VB之间的自举MOSFET将决定高压侧驱动电路的电源电压，通过C5提供高压侧驱动电路的电源。

Q1、Q2功率MOS管开始振荡工作后，电容C6、稳压二极管DZ1、二极管D5组成外部电荷泵电路给低压侧VCC驱动电路提供一个额外的电源。

当灯被点燃后，VCO引脚上的电压继续增加，频率进一步下降，直到VCO引脚的电压限在6V（VVCO MAX），这样最小频率就达到了。L2、C7、C8等组成的LC串联电路和振荡频率设置电阻R2设置的最小工作频率决定灯工作的频率。使灯运行在稳定的状态。

各阶段工作模式细述见下面a)～f)。

a)欠压锁定模式

欠压锁定模式是指当VCC电压低于芯片的启动电压阈值时3520D所处的状态。在欠压锁定模式下3520D芯片电源上只有极其微小的电流(IQCCUV<80uA)，此模式是为了保证在3520D的全部功能正常之后芯片的高压侧和低压侧才能有输出。刚开始时，VDC通过电源电阻RSUPPLY的电流减去3520D的启动下拉电流后向VCC脚上的电容CVCC充电（图1）。选择这个电源电阻RSUPPLY的前提是要保证从VDC上能够提供足够的电流给3520D。VCC的电压，也就是CVCC的电压逐渐升高，当VCC的电压升高到启动阈值VCCUV+的时候，3520D打开HO和LO开始震荡。电容CVCC要足够大以保证在开始的半个周期内维持VCC的电压大于VCCUV+，直到有外部另外的供电装置来保证芯片的电源电压和电流需求。

内部集成在VCC和VB之间的自举MOSFET将决定高压侧驱动电路的电源电压。由电容CSNUB和二极管DCP1、DCP2组成的外部电荷泵电路将给低压侧驱动电路提供一个额外的电源。为了保证在第一个脉冲到达HO之前高压侧的电源已经被充电到了高电平，开始的时候的输出脉冲都是有LO脚输出的。可能LO震荡了好几个周期后，VB-VS的电压才能超过高压侧的欠压钳位阈值VBSUV+(9Volts)，这个时候高压侧才能有输出。在整个UVLO模式期间，高压侧和低压侧的输出HO、LO都是低电平，VCO脚也是被拉到GND电平将启动频率设置成最大值。

b)频率扫描模式

当VCC超过阈值VCCUV+，3520D进入频率扫描模式。图2中所示的一个内部的电流源给VCO引脚的外部电容CVCO充电，使得VCO引脚的电压开始线性上升。一个额外的快速启动电流IVCOQS也和VCO引脚相连，将VCO引脚的电压从初始值充到0.85V。当VCO的电压超过0.85V，这个快速启动电流在内部断开，VCO的电压随着正常频率扫描电流源IVCOFS的充电而继续被抬升（图3）。这个快速启动将VCO电压快速的带到VCO内部的范围。

频率朝着高Q值镇流器输出级的谐振频率处斜坡下降，导致灯电压和负载电流增大。VCO引脚的电压继续增大，并且频率保持下降直到灯被点燃。如灯被成功点燃，VCO引脚的电压继续增大直到达到内部限制值6V（VVCO_MAX）。频率停止下降并停止由FMIN引脚处的外部电阻RFMIN设定的最小频率。最小频率应当被设定在低于高Q值镇流器输出级的谐振频率，以便该频率斜坡通过为使灯点燃的谐振频率处（图4）。所要求的预热时间能够通过调节CVCO电容处的VCO点的斜坡斜率。

c)运行模式

当VCO引脚的电压超过4.8V(VVCO_RUN)，3520D进入运行模式。灯已经被点燃，同时镇流器的输出级变成一个低Q值、串联电感L、并联RC线路。并且，VS检测和错误逻辑模块（图5）都开始具有对非零电压转换和过流错误情况下的保护功能。VCO引脚上的电压继续增加，频率进一步下降，直到VCO引脚的电压限在6V（VVCO_MAX），这样最小频率就达到了。谐振电感、谐振电容、总线电压和最小工作频率决定灯工作的频率。芯片维持在这个最小频率除非零电压转换在VS引脚发生或波峰因子过流情况在VS端被检测，或者VCC的电压减小到低于UVLO的阈值。（参见状态表）

d)非零电压开关保护（ZVS）

在运行模式中，如VS引脚的电压，在死区时间内没有减小到GND，这样，当LO开启时，在低边半桥MOSFET的源和漏极之间就会有个电压，接着系统工作在太接近或者在谐振点的容性侧。结果是非零电压容性模式开关导致足够破坏半桥的MOSFET的高尖峰电流流过它们（图6）。这个能够在灯丝错误、灯移除（开路）、在灯熄灭、直流总线的下跌或中断、灯随时间的变化、以及元件变化。为避免这些，一个内置的高压MOSFET在HO端关断时被打开，VS的检测电路检测VS的在LO的每个上升沿。如VS电压不是零，一个脉冲电流从VCO引脚处抽取电流来使外部电容CVCO缓慢放电，导致频率缓慢上升。VCO电容在剩下的周期中被内部的电容缓慢充电。

通过给VCO电容充电，频率向谐振频率点靠近。LO开启时，每次非零电压开关被检测，适应零电压开关的电路将频率轻推到稍高于谐振频率点。内部的高压MOSFET接着在LO关断时关断，并在VS缓慢上升到总线电势时承受高电压。由于线路情况改变、元件容差变化、灯或负载变化，但能工作并保持零电压开关，线路保持在闭环适应的零电压开关模式。在灯被移除或灯丝错误时，灯谐振状态将被中断导致半桥输出变成开路（图7）。这将会导致容性开关（硬开关），导致可损坏MOSFET的高尖峰的电流产生。3520D将增加频率以便满足零电压开关条件，直到VCO引脚的电压低于0.82V(VVCOSD)。芯片将进入错误模式，并将LO和HO栅驱动输出锁在“低”以便在损坏MOSFET之前将半桥安全的关断。

e)波峰因子过流保护

在正常的灯点燃过程中，频率扫描过谐振点，输出电压在谐振电容和灯的两端增加直到灯被点燃。如果灯点燃失败，谐振电容的电压、电感电压和电感电流将会继续增大直到电感饱和或者输出电压超过谐振电容和电感的额定最大值。镇流器必须在损坏之前关断。为保护以免在灯点燃失败的错误情况下发生损害，3520D利用VS检测线路（图5）来测量低边半桥MOSFET的电流，从而实现检测过流错误。通过利用低边MOSFET的导通电阻进行电流检测和VS检测线路，3520D排除了需要额外的电流检测电阻，滤波器和电流检测引脚。为消除温度和MOSFET变化对导通电阻的影响，3520D执行一个波峰因子测量来检测当尖峰电流超过平均电流的5倍（CSCF）。当频率扫过谐振频率点而灯没有点燃，由于额外的电流在谐振回路中产生而导致电感饱和，此时检测测量波峰因子是理想的。当VCO的电压初次从零开始斜坡上升，谐振回路电流和电压随着频率朝着谐振点减小而增大（图8）。如灯没有点燃，电感电流将最终饱和但波峰因子错误保护没起作用直到VCO电压初次超过4.8V(VVCO_RUN)。频率将继续减小到容性谐振边朝着最小频率设定值减小，谐振回路的电流和电压将进一步减小。当VCO的电压超过4.8V(VVCO_RUN)，芯片进入运行模式，非零电压开关保护和波峰因子保护都被激活。非零电压开关保护将频率从容性侧每周期向谐振处增加。当频率在谐振点附近时，谐振回路的电流将再次增加，直到电感再次饱和。

波峰因子饱和现被激活，在LO为“高”并且在LO上升沿1us的空白时间之后测量VS端的瞬态电压。空白时间是必要的以避免波峰因子保护线路因非零电压开关情况作出反应。一个内部的平均电路将LO端10到20个开关周期的瞬态电压进行平均。在运行模式中，当LO为“高”（1us空白时间之后）和峰值电流超过平均的5倍（CSCF）使电感初次饱和时，3520D将进入错误模式，LO和HO输出都被锁为“低”。半桥将在镇流器元件发生任何损坏之前关断。

波峰因子峰值-平均值错误因子作为内部平均的作用而变化。最大的内部平均应当小于3V。如平均超过该值，被乘的平均电压将超过VS检测电路的最大限，这样VS检测电路将不能检测波峰因子错误。这种情况能发生在当选用作半桥MOSFET的导通电阻对应用来说太大，导致内部平均超过了最大限。

f)错误模式

在运行模式，如果VCO的电压减小到0.82V以下（VVCOSD）或者波峰因子错误发生，3520D将进入错误模式（见状态表）。LO和HO栅驱动输出都锁为“低”，从而半桥关断。VCO引脚被拉到GND，FMIN引脚被从5V拉到GND。VCC抽取微小电流（ICCFLT），从而VCC停留在钳位电压，芯片保持在错误模式而无需电荷泵辅助供电。为离开错误模式并回到频率扫描模式，VCC必须轮转到低于UVLO-阈值后回到UVLO+阈值之上。

该采用IC来控制节能灯的电路，a)在三基色荧光灯管阴极达到电子发射状态之前，灯两端或灯与启动辅助装置之间的开路电压保持在低于导致阴极受损害的灯辉光电流的水平；b)在三基色荧光灯管阴极发射材料达到高于700℃的热电子发射状态之后，开路电压足够高，使灯迅速启动而无须重复多次才启动；c)在三基色荧光灯管阴极发射材料已达到高于700℃的热电子发射状态时，开路电压需升高后才能使灯启动，则开路电压从低到高的转变过程在阴极仍处于发射温度期间完成；d)在三基色荧光灯管阴极预热阶段，预热电流或预热电压不过大或过高到使阴极上发射物质因过热而受到损害，并且阴极预热的时间不小于0.4秒，且节能灯功率＜10W，阴极预热的时间＜1.5秒；节能灯功率≥10W，阴极预热的时间＜1.0秒；e)摒弃了常规节能灯电路使用可饱和脉冲变压器给电子镇流器在各工作状态时造成的影响；f)具备低电压锁定保护、灯异常状态保护。

该控制电路一般用于半螺旋的功率为16W～24W的节能灯的控制。

上述实施例是对本实用新型的说明，不是对本实用新型的限定，任何对本实用新型简单变换后的方案均属于本实用新型的保护范围。

Claims (6)

1.一种大功率节能灯控制电路，特征在于：包括整流电路、滤波电路、集成电路（U1）、有源支路、无源支路、灯负载和启动电路，所述有源支路包括第一功率MOS管（Q1）和第二功率MOS管（Q2），所述灯负载连接在有源支路与无源支路之间，集成电路（U1）上连接有启动电路，电源依次经过整流电路、滤波电路连接到集成电路（U1）。

2.如权利要求1所述的一种大功率节能灯控制电路，特征在于：所述灯负载包括第一灯丝（T1）和第二灯丝（T2），所述无源支路由隔直电容（C7）和启动电容（C8）组成，所述隔直电容（C7）、第一灯丝（T1）、启动电容（C8）、第二灯丝（T2）依次串联。

3.如权利要求2所述的一种大功率节能灯控制电路，特征在于：所述第二灯丝（T2）与集成电路（U1）之间串联有扼流圈（L2）。

4.如权利要求1所述的一种大功率节能灯控制电路，特征在于：所述启动电路包括启动电阻（R1）、第三电容（C3）、振荡频率设置电阻（R2）和预热时间设置电容（C4），所述启动电阻（R1）、第三电容（C3）、振荡频率设置电阻（R2）和预热时间设置电容（C4）分别与集成电路（U1）的功能引脚连接。

5.如权利要求1所述的一种大功率节能灯控制电路，特征在于：在集成电路（U1）的VCC引脚和VB引脚之间集成有自举MOSFET管，集成电路（U1）的VB引脚和VS引脚之间连接有第五电容（C5）。

6.如权利要求1～5中任一项所述的一种大功率节能灯控制电路，特征在于：所述集成电路（U1）采用IMP3520D芯片。

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