CN1998210A - 用于在无线通信网络中进行频率捕获的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明所公开的实施例提供了用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法和系统。按照一个方面，一种用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法包括以下动作：从发射机接收输入采样流；基于收到的输入采样，确定发射机和接收机的相关频率偏移的估计；补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获。

Description

用于在无线通信网络中进行频率捕获的系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求享受2004年1月28日提交的、申请号为60/539,941、题目为“Method and Apparatus for Initial Frequency Acquisition in anOFDM Receiver in the Presence of Variable Gain VCXO”的美国临时申请的优先权。

本申请还要求享受2004年1月28日提交的、申请号为60/540,089、题目为“Procedure to Acquire Frame Synchronization andInitial OFDM Symbol Timing from the Detection of TDM Pilot”的美国申请的优先权。

上述两篇申请全文以引用方式并入本申请。

发明领域

本发明主要涉及通信，尤其涉及初始频率捕获和同步。

技术背景

对于高容量和可靠通信系统的需求日益渐增。今天，数据业务主要源于移动电话以及台式或便携式计算机。随着时间的推移和科技的进步，可以预见到，来自其他通信装置的需求也将会增加，虽然其中的一些装置还未被开发出来。例如，目前未被考虑作为通信装置的装置，如家电以及其他消费电子装置，将产生巨大的数据传输量。此外，诸如移动电话及个人数字助手(PDA)等之类的当前装置不仅将更加普遍，而且需要空前的带宽来支持较大且复杂的交互式应用程序和多媒体应用程序。

虽然数据业务可以通过线缆进行传输，但是，当前对无线通信的需求是高速增长的，并且还将继续高速增长。在当前社会，人们的移动性越来越大，这就要求与之相关的科技也是便携的。因此，如今许多人利用移动电话和PDA进行语音和数据传输(例如，移动网页、电子邮件、即时消息等)。此外，越来越多的人正在构建无线家庭以及办公室网络，并进一步希望无线热点能够在学校、咖啡馆、机场以及其他公共场所进行互联网连接。并且，将继续朝向诸如汽车、船只、飞机、火车等运输车辆中的计算机和通信技术整合而阔步前进。事实上，随着计算机和通信技术变得越来越普遍，无线领域中的需求将会继续增加，特别是由于它经常是最实用和方便的通信媒介。

通常，无线通信过程包括发射机和接收机。发射机将数据调制到载波信号上，随后将载波信号通过传输媒介(例如，射频)进行发射。然后，接收机负责通过传输媒介接收载波信号。更具体地，接收机的任务是将收到的信号进行同步，从而确定信号的开始、该信号包含的信息以及该信号是否包含消息。但是，同步由于噪音、干扰以及其他因素而变得复杂。尽管存在这些障碍，接收机仍必须检测或识别信号，并解释内容以实现通信。

通信系统通常用于提供各种通信服务，例如，语音、分组数据等。这些系统可以是时分多址系统、频分多址系统和/或码分多址系统，其能够通过共享可用的系统资源支持与多个用户同时进行通信。这种多址系统的例子包括：码分多址(CDMA)系统、多载波CDMA(MC-CDMA)、宽带CDMA(W-CDMA)、高速下行链路分组接入(HSDPA)、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统以及正交频分多址(OFDMA)系统。

一种快速获得商业认可的调制方案基于正交频分复用(OFDM)。OFDM是并行传输通信方案，其中，高速率数据流分在多个低速率流上，以及，在以特定频率或音调间隔开的多个子载波上同时进行发射。精确的频率间隔提供音调之间的正交性。正交频率可以降低或消除通信信号之间的串话或干扰。除了高传输速率和抗干扰性外，因为频率可以在没有相互干扰的情况下重叠，所以可以获得高频谱效率。

但是，OFDM系统对于接收机同步误差很敏感。这可能会造成系统性能的降低。具体而言，系统可能会丢失子载波之间的正交性，从而丢失网络用户。为了保护正交性，可以将发射机和接收机进行同步。总之，接收机同步对于成功进行OFDM通信极为重要。

因此，需要一种对OFDM/OFDMA系统进行快速和可靠初始频率捕获和同步的新系统和方法。

发明内容

本发明所公开的实施例提供了用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法和系统。按照一个方面，一种用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法包括以下动作：从发射机接收输入采样流；基于收到的输入采样，确定发射机和接收机的频率偏移的估计；补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获。

附图说明

根据以下结合附图给出的详细描述，本发明的上述和其他方面将变得显而易见，其中：

图1是粗略帧检测系统的框图；

图2a是在理想的单径环境中的相关曲线图；

图2b是在实际的多径环境中的相关曲线图；

图3是确认部件的实施例的框图；

图4是后沿(trailing edge)部件的实施例的框图；

图5是延迟相关器部件的实施例的框图；

图6是精确的帧检测系统的实施例的框图；

图7是初始粗略帧检测方法的流程图；

图8是前沿(leading edge)检测方法的流程图；

图9是前沿确认和平坦区检测方法的流程图；

图10a是前沿确认和平坦区检测方法的流程图；

图10b是前沿确认和平坦区检测方法的流程图；

图11是后沿检测方法的流程图；

图12是帧同步方法的流程图；

图13是适于执行所公开实施例的工作环境的示意性框图；

图14示出了用于OFDM系统中的超帧结构的实施例；

图15a示出了TDM导频-1的实施例；

图15b示出了TDM导频-2的实施例；

图16是在接入点中的TX数据和导频处理器的实施例的框图；

图17是在接入点中的OFDM调制器的实施例的框图；

图18a示出了TDM导频-1的时域表示；

图18b示出了TDM导频-2的时域表示；

图19是在接入终端中的同步和信道估计单元的实施例的框图；以及

图20是锁频环(FLL)的框图。

具体实施方式

现在参照附图描述本发明所公开的实施例，其中，在全文中相同的标记表示相同的或相应的部件。但是，应当理解的是，附图以及详细描述并没有将本发明限于所公开的特定实施例的意图。相反，本发明所公开的实施例将要包括落入本发明权利要求的精神和保护范围内的所有修改、等价物以及替换。

在本申请中所使用的术语“部件”和“系统”意在表示与计算机相关的实体，其为硬件、软件与硬件的组合、软件或者执行中的软件。例如，一个部件可以是在处理器上运行的程序、处理器、目标、可执行的执行线程、程序和/或计算机(例如，台式、便携式、袖珍型、掌上型等)，但并不限于此。例如，在计算机装置上运行的应用程序以及装置本身都可以是一个部件。一个或多个部件可以驻留于程序和/或执行线程中，并且，可以将部件置于一个计算机中和/或分布在两个或多个计算机中。

此外，可以将本发明公开的实施例的各方面实现为方法、装置或制造品，其使用标准的编程和/或工程技术来生产软件、固件、硬件或其任何组合，从而控制计算机来执行本发明所公开的方法。这里使用的术语“制造品”(或替换地，“计算机程序产品”)意在包括可从任何计算机可读器件、载体或介质访问的计算机程序。例如，计算机可读介质可以包括磁存储器件(例如，硬盘、软盘、磁带等)、光盘(例如，紧凑光盘(CD)、数字化视频光盘(DVD)等)、智能卡以及闪存器件(例如，卡、棒)，但也并不限于此。此外，应当理解的是，可以使用载波来承载计算机可读电子数据，例如，在发射和接收电子邮件时或在访问诸如因特网或局域网(LAN)之类的接入网络时使用的可算机可读电子数据。当然，本领域的技术人员应当认识到，在不脱离本发明所公开的实施例的保护范围或精神的前提下，可以对该配置做出许多修改。

所公开的实施例以及相应的说明是针对用户站而展开描述的。也可以将用户站称为系统、用户单元、移动站、移动台、远程站、接入点、远程终端、接入终端、用户终端、用户代理或用户设备。用户站可以是具有无线连接能力的蜂窝电话、无绳电话、会话发起协议(SIP)电话、无线本地环路(WLL)站、个人数字助理(PDA)、手持装置或与无线调制解调器相连的其他处理装置。

首先参照图1，描述帧检测系统100。更具体地说，系统100是与OFDM同步传输相关联的接收机端子系统。同步一般指的是由接收机执行的获取帧和符号时序的过程。在下面部分中将更加详细地进行描述的那样，帧检测基于在帧或超帧开始处发射的导频或训练符号的识别。在一个实施例中，导频符号是时分复用(TDM)的导频。具体而言，可以采用第一导频符号进行粗略估计帧以及OFDM符号边界等，同时，可以采用第二导频符号来提高该估计。系统100主要涉及检测用于进行帧检测的第一导频符号，但是也可以利用它来结合检测其他训练符号。系统100包括延迟相关器部件110、前沿检测部件120、确认部件130以及后沿检测部件130。

延迟相关器部件110从接入终端接收机(未示出)中接收数字输入信号流。延迟相关器部件110处理该输入信号，并产生检测度量或其相关输出(S_n)。检测度量或相关输出表示一个导频序列的能量。下面将详细介绍根据输入信号流生成检测度量的计算机理。将检测度量提供给前沿部件120、确认部件130以及后沿部件140，以便作进一步处理。

现在参照图2a和图2b，为清楚起见以及为便于认识和克服所识别的一个问题，示出了两个示例性的导频相关图。相关图或曲线描述了通过检测度量的量值随时间所捕获的相关器输出。图2a描述了在没有噪音的情况下在单径信道中的相关器输出。相关器输出明显地具有前沿、平坦部分以及随后是后沿。图2b示出了在有噪音的情况下在多径信道中的示例性相关曲线。虽然可以观测到存在导频，但是它受到信道噪音和多径延迟的影响而变得模糊。过去，采用单个门限来检测导频符号。具体而言，当相关值大于设定或预定的门限时，门限用于确定符号的开始。在图2a的理想情况下，将门限设定成接近平坦区值，当其越过该值时，检测到符号。随后，将启动计数，从而确定后沿。当然，当曲线值低于门限时，可以仅仅检测后沿。但是，这种传统方法和技术在实际的多径环境中并不有效。从图2b中可知，不能根据相关值轻易地确定前沿，因为多径效应可能会扩展该值，并且噪音可以会进一步影响前沿。这可以会导致大量的误判(falsepositive)检测。此外，信号的扩展不利于对采样进行计数以检测后沿，以及，当值低于门限时，噪音将妨碍后沿的检测。这里所公开的技术提供了在实际多径环境中检测导频和帧的健壮系统和方法。

回到图1中，可以采用前沿部件120来检测相关曲线的潜在前沿。前沿部件120从延迟相关器部件120中接收一系列的检测度量值(S_n)。一旦收到，就将该值与固定或可编程的门限(T)相比较。具体而言，判断是否S_n＞＝T。如果是，那么增加计数或计数器(例如，运行计数)。或者，如果S_n＜T，那么可以将计数器设至零。因此，计数器存储超过该门限的连续相关输出值的数量。前沿部件120监控该计数器，从而确保已经分析过预定或已程序化数量的采样。根据一个实施例，这可以与运行计数＝64时相对应。但是，应当理解的是，可以改变该值，从而使在特定环境的特定系统中的检测优化。该技术的优势在于，它降低了由于初始噪音或扩展而导致错误地检测到前沿的可能性，因为采样必须连续地在门限上停留一段时间。一旦满足条件，前沿部件就可以宣布检测到潜在前沿。随后，可以将信号提供给确认部件130，以指示这一点。

物如其名，确认部件130用于确认前沿部件120确实检测到了前沿。在前沿之后，期望一定长度的平坦时间段。因此，如果检测到平坦部分，那么这更加确信通过前沿部件120检测了导频符号的前沿。如果没有检测到平坦部分，那么将需要检测新的前沿。一旦从前沿部件120中收到信号，那么确认部件130就可以开始接收以及分析附加的检测度量值(S_n)。

参照图3，为了便于理解，描述了确认部件130的一种示例性实现方式的框图。确认部件130可以包括或涉及：处理器310、门限值320、间隔计数330、点击计数340、运行计数350以及频率累加器360。处理器310与门限320、间隔计数器330、点击计数器340、运行计数器350以及频率累加器360可通信地相连接。此外，处理器310用于接收和/或获得相关值S_n，以及与前沿部件120(图1)和后沿部件140(图1)交互(例如，接收以及发射信号)。门限值320可以与前沿部件120(图1)所采用的门限相同。此外，应当指出的是，虽然这里将门限值示为确认部件130的一部分，例如，作为硬编码值，但是，也可以从外部件接收和/或获得门限值320，从而有利于该值的程序化。简言之，间隔计数330可以用于确定何时更新锁频环，从而通过频率累加器360确定频率偏移，以及用于检测后沿。点击计数340可以用于检测符号平坦区，运行计数350用于识别后沿。

在相关值的初始处理之前，例如，处理器310可以将各计数器330、340和350以及频率累加器360初始化为零。然后，处理器310可以接收或获得相关输出S_n和门限420。然后，可以增加间隔计数430，从而表示已经获得新的采样。每当获得新的相关采样时，可以增加间隔计数430。随后，处理器310可以将相关值与门限320相比较。如果S_n大于或等于该门限，那么可以增加点击计数。对于运行计数，如果S_n小于门限320，可以增加该运行计数；否则，将其设为零。与前沿类似，运行计数可以表示低于门限的连续采样的数量。可以分析该计数值，从而判断是否已经检测到前沿、是否存在误判或否则错过了前沿(例如，太晚)等。

在一个实施例中，确认部件130可以通过检查运行计数和点击计数，确定前沿部件120检测到错误的前沿。因为确认部件应当正在检测值大于或等于门限的相关曲线的平坦区，所以，如果点击计数充分地低并且运行计数大于设定值或者点击计数和运行计数基本相等，那么就可以判断出该噪音可能已经产生了错误的前沿检测。具体而言，应当指出的是，所收到的相关值与所期望的值不一致。根据一个实施例，当运行计数大于或等于128并且点击计数小于400时，可以判定检测到错误的前沿。

通过再次比较运行计数和点击计数的值，确认部件130可以判定前沿丢失或检测到其对于合适的时机已经太晚。具体而言，如果点击计数和运行计数充分地大，那么可以做出该判决。在一个实施例中，当运行计数大于或等于786并且点击计数大于或等于400时，可以做出该判决。当然，对于这里提供的所有特定值，针对特定的帧结构和/或环境，可以优化或者调整这些值。

应当理解的是，确认部件130可能开始检测曲线的后沿同时正在分析平坦区，从而判断是否检测到合适的前沿。如果检测到后沿，那么可以成功地终止确认部件。为了检测后沿，可以采用间隔计数和运行计数。如上所述，间隔计数包括收到及相关的输入采样的数量。已知平坦区的长度处于特定计数内。因此，如果在检测潜在前沿并且接收到适当数量的平坦区采样之后存在后沿的某种迹象，那么确认部件可以宣布检测到后沿。运行计数可以证明后沿的存在，其对相关值低于门限的连续次数进行了计数。在一个实施例中，当间隔计数大于或等于34*128(4352)并且运行计数大于零时，确认部件130可以宣布检测到后沿。

如果确认部件未能检测上述三种状况中的任何一种，那么它可以简单地继续接收相关值并更新计数器。如果检测到一种状况，那么处理器可以对计数器提供一个或多个附加的检查，从而更加确信一种状况确实已经发生。具体而言，处理器310可以坚持处于平坦区中的最小点击量上，就如图那是前沿检测之后所期望观测到的一样。例如，处理器可以检测点击计数是否大于设定值，例如2000。根据这里所公开的帧结构的一个实施例，在平坦区中所期望的点击数量应当是34*128，其超过4000。但是，噪音会调整实际的结果，所以可以设定门值稍微低于4000。如果满足附加条件，那么确认部件130可以将信号提供给后沿部件，或者，确认部件可以通知前沿部件来定位新的前沿。

还应当理解的是，确认部件130也可以提供附加的功能，例如，保存时间点以及更新频率。图1的帧检测系统100提供了帧和符号边界的粗略检测。因此，后面需要执行某些精调，以获得更加精确的同步。因此，应当通过精确的计时系统和/或方法对至少一个时间参考进行保存，以供以后使用。根据一个实施例，每次运行计数均等于零时，可以将时间点保存为相关曲线平坦区的最后时间或者在检测到后沿之前的时间的估计。此外，适当的同步需要对适当的频率进行锁定。因此，在特定的时间，例如输入是周期性时，处理器310可以利用频率累加器来更新锁频环。根据一个实施例，可以每隔128个输入采样对锁频环进行更新，例如，该输入采样由间隔计数器跟踪。

回到图1中，如果确认部件130未检测到后沿，那么可以采用后沿部件140检测该后沿。概括地说，后沿部件140用于检测后沿或者简单地暂停，从而使得前沿部件120可以检测另一前沿。

图4示出了后沿部件140的一个实施例。后沿部件140可以包括或涉及：处理器410、门限420、间隔计数430以及运行计数440。与其他检测部件类似，后沿部件140可以从延迟相关器部件110中接收多个相关值，并增加适当的计数，从而便于检测与第一个TDM导频符号相关联的相关曲线的后沿。具体而言，处理器410可以将相关值与门限420相比较，以及，增加(populate)间隔计数430和运行计数440或其中一个。应当指出的是，虽然这里将门限420示为后沿部件的一部分，但是，也可以从该部件外(如，中央节目区域)接收或获得该门限。当然，还应当理解的是，处理器410可以在其最初比较之前将间隔计数430和运行计数440初始化为零。间隔计数430存储收到的相关输出的数量。因此，通过每个收到或获得的相关值，处理器410可以增加间隔计数430。运行计数将相关值或输出小于门限420的连续次数进行存储。如果相关值小于门限，那么处理器410可以增加运行计数440，否则可以将运行计数440设至零。例如，后沿部件140通过处理器410，利用间隔计数430和/或运行计数440可以检测是否已经满足间隔计数值或运行计数值。例如，如果运行计数440达到一定值，那么后沿部件可以宣布检测到后沿。如果未达到，那么后沿部件140可以继续接收相关值，并更新计数。然而，如果间隔计数430变得充分地大，那么这可能表明将检测不到后沿以及需要定位新的前沿。在一个实施例中，该值可以是8*128(1024)。另一方面，如果运行计数440达到或超过一个值，那么这可能表明已经检测到后沿。根据一个实施例，该值可以是32。

此外，应当理解的是，后沿部件140也可以保存用于捕获精确时序的时间点。根据一个实施例，后沿部件140可以保存当运行计数等于零时的时间点，从而提供正好在后沿检测之前的时间点。根据一个实施例及以下描述的帧结构，所保存的时间点可以对应于下一个OFDM符号(TDM导频-2)中的第256个采样。随后，精确的帧检测系统可以对该值进行改进，这将在下面部分中讨论。

图5更加详细地示出了根据一个实施例的延迟相关器部件110。延迟相关器部件110使用导频-1 OFDM符号的周期性特征，进行帧检测。在一个实施例中，相关器110使用下面的检测度量进行帧检测：

$S_n={|\underset{i=n-L_1+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i-L_1}\·r_i^{*}|}^2---\left(1\right)$

其中，S_n是采样周期n的检测度量，

“*”表示复共轭，

|x|²表示x的绝对值平方。

方程式(1)计算两个连续导频-1序列中的两个输入采样r_i和r_i-L1之间的延迟相关，即， $C_l=r_{i-L_1}\·r_i^{*}.$ 该延迟相关在不需要信道增益估计的情况下消除了通信信道的影响，以及，进一步通过通信信道将收到的能量相干地进行组合。然后，方程式(1)将导频-1序列的所有L₁采样的相关结果相累加，从而获得累加相关结果C_n，其是复数值。然后，方程式(1)导出采样周期n的判决度量或相关输出S_n，其是绝对值平方C_n。如果在用于进行延迟相关的两个序列之间存在匹配，那么判决度量S_n表示一个收到的长度为L₁的导频-1序列的能量。

在延迟相关器部件110中，移位寄存器512(长度L₁)对输入采样{r_n}进行接收、存储以及移位，并且提供已经延迟了L₁个采样周期的输入采样{r_n-L1}。也可以用采样缓冲器取代移位寄存器512。单元516也接收输入采样以及提供复共轭的输入采样{r_n ^*}。对于各采样周期n，乘法器514将来自移位寄存器512的延迟输入采样r_n-L1乘以来自单元516的复共轭的输入采样r_n ^*，以及，将相关结果c_n提供给移位寄存器522(长度L₁)和加法器524。小写字母c_n表示一个输入采样的相关结果，大写字母C_n表示L₁个输入采样的累加相关结果。移位寄存器522接收、存储以及延迟来自乘法器514的相关结果c_n，并且，提供已经延迟了L₁个采样周期的相关结果{c_n-L1}。对于各采样周期n，加法器524接收寄存器426的输出C_n-1以及将其与乘法器414的结果c_n相加，再减去来自移位寄存器522的延迟结果c_n-L1，并将其输出C_n提供给寄存器526。加法器524和寄存器426形成一个累加器，其执行方程式(1)中的求和运算。移位寄存器522和加法器524也可以用于对L₁个最近的相关结果c_n至c_n-L1+1执行转动求(runningsummation)或滑动求和(sliding summation)。这通过对来自乘法器514的最近相关结果c_n进行求和以及减去由移位寄存器522提供的L1个采样时间段前的相关结果c_n-L1来实现。单元532计算来自加法器524的累加输出C_n的绝对值平方，并提供检测度量S_n。

图6示出了精确的帧检测系统600。系统650包括精确计时部件610和数据解码器部件620。精确计时部件610可以接收由粗略帧检测系统100(图1)保存的时间点。如上所述，该时间点可以对应于下一个OFDM符号的第256个采样，该OFDM符号可以是TDM导频-2。这是有点任意性的，但是对于多径而言是最佳的。然后，精确计时部件610可以利用TDM导频-2符号来提高该粗略计时估计(T_c)。有许多机制便于进行精确计时，包括在该技术中已知的那些机制。根据本发明的一个实施例，可以将锁频环或自动频率控制环从捕获模式切换至跟踪模式，其利用不同的算法来计算误差以及不同的跟踪环带宽。数据解码器部件620可以尝试对一个或多个数据OFDM符号进行解码。这是一个额外的步骤，从而能更加确信已经实现同步。如果数据未解码，那么前沿部件120(图1)将必须再次检测新的前沿。下面提供有关精确计时的进一步描述。

针对上述示例性的系统，参照图7-12的流程图，将可以更好地理解所执行的方法。虽然为了描述简单起见，将该方法表示和描述为一系列框，但应当理解和认识到的是，其并不受限于框的次序，因为一些框可以按不同的次序发生和/或与这里描述的其他框同时出现。此外，执行所公开的方法可能并不需要所有描述的框。

此外，还应当理解的是，在下文以及整个说明书中所公开的方法能够存储在制造品上，从而便于将该方法传送及传递给计算机装置。所使用的制造品意在包括可从任何计算机可读装置、载体或媒体获得的计算机程序。

参照图7，描述初始OFDM帧检测的健壮方法。该方法主要包括三个阶段。在第一阶段710中，尝试观测检测导频符号前沿。通过分析延迟相关器产生的多个检测度量或相关输出值，可以检测前沿。具体而言，检测度量(S_n)或其某函数(例如，s_n ²...)可以与门限值相比较。然后，可以根据度量大于或等于门限的次数来断定前沿的潜在检测。在720中，通过观测附加的相关值以及将它们与门限相比较，来确认所检测的前沿。这里，将相关器输出再次与门限相比较，并且，观测相关器输出超过门限的次数。在检测到连贯的后沿后该过程可以在该阶段停留大于或等于预定时间段(与平坦区相对应)。还应当指出的是，这里可以通过周期性地更新频率累加器来获得频率偏移。如果不满足任何确认条件，那么存在错误的前沿检测，于是，可以将该过程初始化，并在710中再次开始。在730中，如果先前未观测，那么尝试观测后沿。如果相关器输出保持低于门限连续采样量，例如32，那么可以宣布检测到TDM导频，以及，假定初始频率捕获结束。如果不满足该条件，那么可以初始化该过程，并在710中再次开始。初始OFDM符号时间估计基于后沿。在观测前沿期间，当相关器输出第一次低于门限时，可以将该时间点作为下一个OFDM符号(这里为TDM导频-2)的标号(例如，第256个采样)。

图8的流程图描述了前沿检测方法800。在810中，接收发射的输入符号。在820中，对收到的输入及其延迟版本执行延迟相关。然后将相关输出提供给判决框830。在830中，相关输出与固定或可编程的门限值相比较。如果相关值大于或等于门限，那么在840中增加运行计数或计数器。如果相关值小于门限值，那么在850中将运行计数设为0。然后，在860中，运行计数与针对多径环境中的前沿检测而被最优化的预定值相比较。在一个实施例中，该值可以是64个输入采样。如果运行计数等于预定值，那么终止该过程。如果运行计数不等于该值，那么在810中接收附加的输入值，并重复该过程。

图9是前沿检确认方法900的流程图。方法900表示粗略或初始帧检测方法中的第二阶段，其中，通过检测附加的期望结果(即平坦区和/或后沿)来确认(或拒绝)前沿检测。在910中，接收无数输入采样中的一个输入采样。在920中，针对该输入采样及其延迟版本执行延迟相关，从而产生相关输出。然后，根据可编程的门限分析多个相关器输出，从而做出随后的判决。在930中，判断是否检测到错误的前沿，这可能由信道噪音等导致。如果没有足够的相关输出值高于门限，那么可以做出该判决。在940中，判断是否检测到前沿太晚。换言之，直到完全进入到导频的平坦区域时才检测到前沿。在950中，判断是否正在观测后沿。如果基于至此收到的相关输出这些条件均不满足时，那么该过程在910中继续进行，其中，接收多个输入采样。如果满足任何一个条件，那么该过程在960中继续进行，其中，针对是否观测到足够长的平坦区而做出附加的判断，以确信检测到它。如果是，那么终止该过程。如果否，那么该过程可以使用另一种方法，例如方法800(图8)，来检测新的前沿。在一个实施例中，在前面的导频符号之后一秒，将发射新的导频符号。

图10描述了根据特定实施例来检测平坦区和确定检测前沿的更加详细的方法1000。具体而言，该过程采用了三个计数或计数器：间隔计数、点击计数以及运行计数。在1010中，将计数器均初始化为零。在1012中，接收输入采样。在1014中，增加间隔计数，以表示收到输入采样。但是，还应当理解的是，虽然在该框图中未明确指出，但仍可以每隔该间隔计数跟踪的128个采样，更新频率环路。在1016中，利用输入采样及其延时版本来执行延迟相关，以产生相关输出(S_n)。然后，在1018中，判断S_n是否大于或等于门限(T)。如果S_n≥T，那么在1020中增加点击计数，并且，该过程在1028中继续进行。如果否，那么在1022中判断S_n是否小于T。如果是，那么在1024中增加运行计数。如果否，那么将运行计数初始化为零，并且，保存该时间。因此，所保存的时间提供观测后沿之前的时间点。应当理解的是，这里的判决框1022并不是严格必要的，而是为了清楚起见以及进一步强调这种方法的过程次序并不需要是固定的，如图所示。该方法继续进行到1028，其中，仔细检查点击计数和运行计数，以判断是否检测到错误的前沿。在一个实施例中，这对应于运行计数大于或等于128并且点击计数小于400。如果确定检测到误判，那么该过程进入到1036，其中，定位新的前沿。如果未能确定检测到误判，那么在判决框1030中继续进行该过程。在1030中，分析运行计数和点击计数，以判断是否后来检测到前沿。根据一个特定实施例，这可以对应于运行计数大于或等于768并且点击计数大于或等于400。如果符合该情形，那么该过程可以在1034中继续进行。如果后来未检测到前沿，那么该过程进入到1032，其中，分析间隔计数和运行计数，以判断是否正在观测后沿。在一个实施例中，这可以对应于间隔计数大于或等于4352(34*128)并且运行计数大于零。换言之，已经检测到平坦区的全部长度，并且，已经观测到低于门限的斜坡(dip)。如果否，那么三个条件均未满足，该过程进入到1012，其中，接收多个输入采样。如果是，那么在1034中判断是否已经检测到大于门限的足够的值，从而使该方法确信已经检测到平坦区。更具体地说，点击计数大于某个可编程的值。在一个实施例中，该值可以是2000。但是，这稍微有点任意。在理想情况下，该过程应当看到大于门限的34*128个采样(4352)，但是噪音会影响该计数。因此，可编程的值可以设为最佳水平，从而提供已经检测到平坦区的特定确信度。如果点击计数大于规定值，那么终止该过程。如果否，那么该过程进入到1036，其中，需要检测新的边缘。

图11描述了后沿检测方法1100的一个实施例。可以采用后沿方法来检测导频符号的相关曲线的后沿，如果先前未检测到的话。在1110中，将包括有间隔的计数器和运行计数器初始化为零。在1112中，接收输入采样。在1114中，对应于收到的采样而增加间隔计数。在1116中，延迟相关器利用每个输入采样来产生相关输出Sn。在1118中，对于相关输出S_n是否小于可编程的门限(T)而进行判断。如果S_n＜T，那么增加运行计数，以及，该过程进入到1126中。如果相关输出不小于门限，那么在1122中将运行计数器设为零，以及，可以在1124将该时间点进行保存。在1126中，判断是否已经连续检测到足够的相关输出，以确信地宣布其识别成功。在一个实施例中，这对应于运行次数大于或等于32。如果运行次数足够大，那么可以成功地终止该过程。如果运行次数不够大，那么该过程进入到判决框1128。在1128中，可以采用间隔计数器来判断是否应当暂停检测方法1100。在一个实施例中，如果间隔计数等于8*128(1024)，那么暂停后沿检测方法1100。如果该方法在1128中未暂停，那么可以在1112中再次开始接收和分析附加的采样。如果该方法在1128中暂停，那么将需要检测新的导频前沿，因为方法1100未能观测到后沿。

图12描述了帧同步方法1200。在1210中，该过程首先等待要进行处理的自动增益控制。自动增益控制调整输入信号，以提供一致的信号强度或电平，从而使得可以适当地处理该信号。在1220中，对锁频环累加器进行初始化。在1214中，检测潜在的前沿。在1216中，通过检测平坦区和/或后沿可以确认前沿。如果在1218中判定出未检测到有效的前沿，那么该过程在1210中重新开始。同样，应当理解的是，在此时，可以通过频率累加器周期性地更新锁频环，例如，获得初始频率偏移。在1220中，可以检测后沿，如果先前未检测到的话。这里，可以保存在后沿的起始斜坡之前的时间，从而用于后面的精确计时。如果在1222中未检测到后沿，并且，先前也未检测到，那么该过程进入到再次开始该方法的1210中。如果检测到后沿，那么已经完成初始粗略检测。该过程在1224中继续进行，其中，将锁频环切换到跟踪模式。利用第二TDM导频符号和先前粗略估计提供的信息而获得精确计时。具体而言，所保存的时间点(T_c)可以对应于第二个导频符号中的特定采样偏移。根据一个实施例，所保存的时间采样可以与第二个导频符号中的第256个采样相对应。在后面部分中，可以使用特定的算法来改善上述的时序估计。一旦精确时序捕获终止，就可以获得一个或多个数据符号，并且，在1228中尝试解码该符号。如果在1230中解码成功，那么终止该过程。但是，如果该过程失败，那么在1212中重新启动该方法。

下面对多个合适操作环境中的一个操作环境进行讨论，以描述本发明的上述特定方面。此外，为清楚和理解起见，详细描述时分复用的导频(TDM导频-1和TDM导频-2)的一个实施例。

下面描述同步技术，在本文中，该同步技术可以用于各种多载波系统，以及，用于下行链路和上行链路。下行链路(或前向链路)指的是从接入点到接入终端的通信链路，以及，上行链路(或反向链路)指的是从接入终端到接入点的通信链路。为清楚起见，下面针对OFDM系统中的下行链路来描述这些技术。

图13的框图示出了OFDM系统1300中的接入点(AP)1310和接入终端(AT)1350。接入点1310通常是固定站，也可以将其称为基本收发机系统(BTS)、基站或其他术语。接入终端1350可以是固定或移动的，也可以将其称为用户终端、移动站或其他术语。接入终端1350也可以是便携式单元，例如：蜂窝电话、手持装置、无线模块、个人数字助理(PDA)等。

在接入点1310中，TX数据和导频处理器1320接收不同类型的数据(例如，业务/分组数据和开销/控制数据)，以及，处理(例如，编码、交织和符号映射)收到的数据，从而生成数据符号。在这里所使用的“数据符号”是数据的调制符号、“导频符号”是导频的调制符号，以及，调制符号是调制方案(例如，M-PSK、M-QAM等)对应的信号群(signal constellation)中一个点的复数值。处理器1320也处理导频数据，从而生成导频符号，并将该数据和导频符号提供给OFDM调制器1330。

OFDM调制器1330将数据和导频符号复用到适当的子带和符号周期上，以及进一步对复用符号执行OFDM调制，从而生成OFDM符号，如下所述。发射机单元(TMTR)1332将OFDM符号转换成一个或多个模拟信号，以及进一步处理(例如，放大、滤波以及上变频)模拟信号，从而生成调制信号。然后，接入点1310将调制信号从天线1334发射到系统中的接入终端。

在接入终端1350中，天线1352接收来自接入点1310的发射信号，并将其提供给接收机单元(RCVR)1354。接收机单元1354修整(例如，过滤、放大以及下变频)收到的信号，并将修整过的信号数字化，从而获得输入采样流。OFDM解调器1360对输入采样执行OFDM解调，从而获得所收到的数据和导频符号。OFDM解调器1360还使用信道估计(例如，频率响应估计)对收到的数据符号执行检测(例如，匹配滤波)，从而获得检测的数据符号，其是由接入点1310发送的数据符号的估计。OFDM解调器1360将检测的数据符号提供给接收(RX)数据处理器1370。

同步/信道估计单元1380从接收机单元1354中接收输入采样并执行同步，从而确定如上及如下所述的帧和符号时序。单元1380还使用从OFDM解调器1360收到的导频符号，导出信道估计。单元1380将符号时序和信道估计提供给OFDM解调器1360，并可以将帧时序提供给RX数据处理器1370和/或控制器1390。OFDM解调器1360使用符号时序来执行OFDM解调以及使用信道估计对收到的数据符号执行检测。

RX数据处理器1370处理(例如，符号解映射、解交织以及解码)来自OFDM解调器1360的检测数据符号，并提供解码后的数据。RX数据处理器1370和/或控制器1390可以使用帧时序来恢复由接入点1310发送的不同类型的数据。通常，OFDM解调器1360和RX数据处理器1370的处理分别与接入点1310中的OFDM解调器1330和TX数据及导频处理器1320的处理互补。

控制器1340和1390分别控制接入点110和接入终端1350中的操作。存储器单元1342和1392分别存储由控制器1340和1390使用的程序编码和数据。

接入点1310可以将点对点的传输发送给单个接入终端、将多播传输发送给一组接入终端、将广播传输发送给处于其覆盖区域内的所有接入终端或其任何组合。例如，接入点1310可以将导频和开销/控制数据发送给处于其覆盖区域内的所有接入终端。接入点1310还可以将特定用户的数据发射给特定的接入终端、将多播数据发射给一组接入终端和/或将广播数据发射给所有接入终端。

图14示出了可以用于OFDM系统1300的超帧结构1400。数据和导频可以在超帧中进行传输，每个超帧具有预定的持续时间(例如，一秒)。也可以将超帧称为帧、时隙或其他术语。对于图14中所示的实施例，每个超帧包括用于第一TDM导频(或“TDM导频-1”)的字段1412、用于第二TDM导频(或“TDM导频-2”)的字段1414、用于开销/控制数据的字段1416以及用于业务/分组数据的字段1418。

从1412到1418的四个字段在每个超帧中是时分复用的，从而在任意给定时刻仅仅发射一个字段。也按照图14中的次序排列这四个字段，以便于同步和数据恢复。在每个超帧中首先发射的字段1412和1414中的导频OFDM符号可以用于检测在超帧中随后发射的字段1416中的开销OFDM符号。然后从字段1416获取的开销信息可以用于恢复在字段1418中发送的业务/分组数据，业务/分组数据在超帧中是最后发射的。

在一个实施例中，字段1412携带TDM导频-1对应的一个OFDM符号，字段1414也携带TDM导频-2对应的一个OFDM符号。通常，各字段可以是任何持续时间，并且，这些可以以任何次序进行排列。在各帧中周期性地广播TDM导频-1以及TDM导频-2，以便于接入终端的同步。开销字段1416和/或数据区域1418也可能包括导频符号，导频符号与数据符号是频分复用的，如下所述。

OFDM系统的总系统带宽为BW MHz，其使用OFDM被划分成N个正交子带。相邻子带之间的间隔是BW/N MHz。在N个全部子带中，可以将M个子带用于导频和数据传输，其中，M＜N，以及，可以不使用剩余的N-M个子带，并将其作为保护子带。在一个实施例中，OFDM系统使用具有N＝4096个全部子带、M＝4000个可用子带以及N-M＝96个保护子带的OFDM结构。通常，具有任何数量的全部子带、可用子带和保护子带的任何OFDM结构都可以用于OFDM系统。

如上所述，可以将TDM导频1和2设计成便于系统中接入终端的同步。接入终端可以使用TDM导频-1来检测每个帧的开始、获取符号时序的粗略估计以及估计频率误差。该接入终端可以随后使用TDM导频-2来获取更精确的符号时序。

图15a示出了频域中的TDM导频-1的一个实施例。对于该实施例，TDM导频-1包括在L₁个子带上传输的L₁个导频符号，每个子带的一个导频符号用于TDM导频-1。L₁个子带均匀地分布在N个全部子带上，并相等地间隔S₁个子带，其中，S₁＝N/L₁。例如，N＝4096，L₁＝128，以及S₁＝32。但是，对于N、L₁和S₁，也可以采用其他值。用于TDM导频-1的这种结构可以：(1)针对包括严重多径信道在内的各种类型的信道中的帧检测提供优良的性能；(2)在严重的多径信道中提供充分准确的频率误差估计和粗略的符号时序；以及(3)简化接入终端中的处理，如下所述。

图15b示出了频率域中的TDM导频-2的一个实施例。对于该实施例，TDM导频-2包括在L₂个子带上传输的L₂个导频符号，其中，L₂＞L₁。L₂个子带均匀地分布在N个全部子带上，并相等地间隔S₂个子带，其中，S₂＝N/L₂。例如，N＝4096，L₂＝2048，以及S₂＝2。同样，对于N、L₂和S₂，也可以采用其他值。用于TDM导频-2的这种结构可以提供包括严重多径信道在内的各种类型的信道中的精确符号时序。接入终端也能够：(1)高效地处理TDM导频-2，从而获取在TDM导频-2之后立即出现的下一个OFDM符号到来之前的符号时序；(2)将符号时序应用于该下一个OFDM符号，如下所述。

对于L₁，使用较小值，从而可以使用TDM导频-1校正较大的频率误差。对于L₂，使用较大值，从而使导频-2序列比较长，以使接入终端从导频-2序列中获取较长的信道冲激响应估计。选择TDM导频-1的L₁个子带，从而产生针对TDM导频-1的S₁个相同导频-1序列。同样，选择TDM导频-2的L₂个子带，从而产生针对TDM导频-2的S₂个相同导频-2序列。

图16的框图示出了接入点1310中的TX数据和导频处理器1320的一个实施例。在处理器1320中，TX数据处理器1610接收、编码、交织以及符号映射业务/分组数据，从而生成数据符号。

在一个实施例中，伪随机数(PN)生成器1620用于生成两个TDM导频1和2对应的数据。例如，PN生成器1620可以用具有15个抽头的线形反馈移位寄存器(LFSR)来实现，该寄存器执行生成器多项式g(x)＝x¹⁵+x¹⁴+1。在该情况下，PN生成器1620包括：(1)15个串联连接的延迟部件1622a至1622o；(2)在延迟部件1622n和1622o之间连接的加法器1624。延迟部件1622o提供导频数据，也将该导频数据反馈到延迟部件1622a的输入端和加法器1624的一个输入端。PN生成器1620可以用TDM导频1和2的不同初始状态进行初始化，例如，针对TDM导频-1初始化成‘011010101001110’，以及针对TDM导频-2初始化成‘010110100011100’。通常，对于TDM导频1和2，可以使用任何数据。可以选择导频数据，从而降低导频OFDM符号的峰值幅度和平均幅度之间的差异(即，降低TDM导频的时域波形中的峰值均值比变化)。TDM导频-2的导频数据也可以通过用于加扰数据的相同PN生成器来生成。接入终端知道用于TDM导频-2的数据，而不需要知道用于TDM导频-1的数据。

比特到符号映射单元1630从PN生成器1620接收导频数据，并基于调制方案将导频数据的比特映射成导频符号。对于TDM导频1和2，可以使用相同或不同的调制方案。在一个实施例中，针对两个TDM导频1和2均使用QPSK。在该情况下，映射单元1630将导频数据分组成二进制比特值，并进一步将二进制比特值映射成特定的导频调制符号。各导频符号是QPSK的信号群中的复数值。如果针对TDM导频使用QPSK的话，那么映射单元1630将TDM导频1的2L₁个导频数据比特映射成L₁个导频符号，并进一步将TDM导频2的2L₂个导频数据比特映射成L₂个导频符号。复用器(Mux)440从TX数据处理器1610中接收数据符号、从映射单元1630中接收导频符号以及从控制器1340中接收TDM_Ctrl信号。复用器1640将TDM导频1和2字段的导频符号、以及每个帧的开销和数据字段的数据符号提供给OFDM调制器1330，如图14所示。

图17的框图示出了接入点1310中的OFDM调制器1330的一个实施例。符号到子带映射单元1710从TX数据和导频处理器1320中接收数据和导频符号，并基于来自控制器1340的Subband_Mux_Ctrl信号将这些符号映射到适当的子带上。在各OFDM符号周期中，映射单元1710在用于数据或导频传输的各子带上提供一个数据或导频符号，以及针对未使用的子带提供“零符号”(其信号值是零)。将指派给未用子带的导频符号用零符号取代。对于每个OFDM符号周期，映射单元1710为N个全部子带提供N个“传输符号”，其中，各发射符号可以是数据符号、导频符号或零符号。离散傅立叶反变换(IDFT)单元1720接收各OFDM符号周期的N个传输符号、用N点IDFT将这N个传输符号变换到时域以及提供包括有N个时域采样的“变换”符号。各采样是要在一个采样周期中进行发送的复数值。如果N是二的幂次方，那么在该典型情况下也可以取代N点IDFT而执行N点快速傅立叶反变换(IFFT)。并串(P/S)转换器1730将各变换符号的N个采样串行化。然后，循环前缀生成器1740重复各变换符号的一部分(或C个采样)，从而形成包括N+C个采样的OFDM符号。循环前缀用于抑制通信信道中长延迟扩展引起的符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)。延迟扩展是在接收机中最早到达的信号实例和最晚到达的信号实例之间的时间差异。OFDM符号周期(简言之，“符号周期”)是一个OFDM符号的持续时间，并等于N+C个采样周期。

图18a示出了TDM导频-1的时域表示。TDM导频-1的OFDM符号(或“导频-1 OFDM符号”)包括长度为N的变换符号和长度为C的循环前缀。因为TDM导频1的L₁个导频符号在均匀间隔S₁个子带的L₁个子带上进行发送，以及，因为零符号在剩余的子带上进行发送，所以，TDM导频1的变换符号包括S₁个相同的导频-1序列，且每个导频-1序列包括L₁个时域采样。各导频-1序列也可以通过对TDM导频1的L₁个导频符号执行L₁点IDFT来生成。TDM导频-1的循环前缀包括变换符号最右边的C个采样，并插在变换符号的前面。因此，导频-1 OFDM符号包括总共S₁+C/L₁个导频-1序列。例如，如果N＝4096，L₁＝128，S₁＝32，以及C＝512，那么，导频-1 OFDM符号将包括36个导频-1序列，且每个导频-1序列包括128个时域采样。

图18b示出了TDM导频-2的时域表示。TDM导频-2的OFDM符号(或“导频-2 OFDM符号”)也包括长度为N的变换符号和长度为C的循环前缀。TDM导频1的变换符号包括S₂个相同的导频-2序列，且每个导频-2序列包括L₂个时域采样。TDM导频2的循环前缀包括变换符号最右边的C个采样，并插在变换符号的前面。例如，如果N＝4096，L₂＝2048，S₂＝2，以及C＝512，那么，导频-2 OFDM符号将包括两个完整的导频-2序列，且每个导频-2序列包括2048个时域采样。TDM导频2的循环前缀将仅仅包括导频-2序列的一部分。

图19的框图示出了接入终端3150中的同步和信道估计单元1380的一个实施例。在单元1380中，帧检测器100(如上详细描述)从接收机单元1354中接收输入采样、处理输入采样来检测每个帧的开始以及提供帧时序。符号时序检测器1920接收输入采样和帧时序、处理输入采样来检测收到的OFDM符号的开始以及提供符号时序。频率偏移估计器1912估计收到的OFDM符号中的频率偏移。信道估计器1930从符号时序检测器1920中接收输出，并导出信道估计。

如图1中进一步详细描述的那样，帧检测器100通过检测来自接收机单元1354的输入采样中的TDM导频-1而执行帧同步。为简单起见，即时的详细描述假定通信信道是加性高斯白噪音(AWGN)信道。各采样周期的输入采样可以表示成：

r_n＝x_n+w_n，    (2)

其中，n是采样周期的下标；

x_n是在采样周期n中由接入点发送的时域采样；

r_n是在采样周期n中由接入终端获取的输入采样；以及

w_n是采样周期n的噪音。

频率偏移估计器1912对收到的导频-1 OFDM符号中的频率偏移进行估计。该频率偏移可以源于各种原因，例如，接入点和接入终端中的振荡器的频率差异、多普勒频移等。频率偏移估计器1912可以生成各导频-1序列(除了最后的导频-1序列外)的频率偏移估计，如下：

${\mathrm{\Δf}}_l=\frac{1}{G_D}\mathrm{Arg}\[\underset{i=1}{\overset{L_1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{l,i}\·r_{l,i+L_1}^{*}\]---\left(3\right)$

其中，r_l,i是第l个导频-1序列的第i个输入采样；

Arg(x)是x的虚分量与x的实分量的比值的反正切，即

Arg(x)＝arctan[Im(x)/Re(x)]；

G_D是检测器增益，即 $G_D=\frac{2\mathrm{\π}\·L_1}{f_{\mathrm{samp}}};$ 以及

Δf_l是第l个导频-1序列的频率偏移估计。可检测的频率偏移的范围可以表示成：

$2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_1\&CenterDot;\frac{\left|\mathrm{\&Delta;}{f}_l\right|}{f_{\mathrm{samp}}}<\mathrm{\&pi;}/2,$ 或 $\left|\mathrm{\&Delta;}{f}_l\right|<\frac{f_{\mathrm{samp}}}{4\&CenterDot;L_1}---\left(4\right)$

其中，f_samp是输入采样速率。方程式(4)表示检测的频率偏移的范围取决于导频-1序列的长度且与之成反比。频率偏移估计器1912也可以在帧检测器部件100中实现，更具体地通过延迟相关器部件11O来实现，因为来自加法器524的累加相关结果也是可用的。

可以通过各种方式使用频率偏移估计。例如，各导频-1序列的频率偏移估计可以用来更新频率跟踪环，该频率跟踪环尝试校正接入终端中的任何检测到的频率偏移。频率跟踪环可以是锁相环(PLL)，其可以调整用于在接入终端中进行下变频的载波信号的频率。也可以将频率偏移估计平均化，从而获得导频-1 OFDM符号的单个频率偏移估计Δf。然后，该Δf可以用于在OFDM解调器160中的N点DFT之前或之后进行频率偏移校正。DFT之后的频率偏移校正可以用于校正频率偏移Δf，该Δf是子带间隔的整数倍，对于DFT之后的频率偏移校正，从N点DFT收到的符号可以用Δf子带来进行平移，以及，可以获得每个可应用的子带k的频率校正符号 表示为 $\widetilde{R_k}=\widetilde{R_k}+\mathrm{\&Delta;f}.$ 对于DFT之前的频率偏移校正，可以将输入采样相位旋转频率偏移估计Δf，然后对相位旋转后的采样执行N点DFT。

也可以基于导频-1 OFDM符号以其他方式执行帧检测和频率偏移估计。例如，可以用在接入点中生成的实际导频-1序列执行导频-1OFDM符号的输入采样之间的直接相关来实现帧检测。直接相关为每个强信号实例(或多径)提供高相关结果。因为对于给定的接入点可以获取多于一个的多径或峰，所以接入终端将对检测到的峰执行后处理，从而获取时序信息。帧检测也可以用延迟相关和直接相关的组合来实现。

根据一个实施例，载波频率和采样时钟频率捕获和/或跟踪在接收机中通过单个闭环补偿器来实现。在一个实施例中，使用一阶锁频环(FLL)，其中，也可以使用任何复杂量级的其他控制方案，例如，线性、非线性、自适应、专家系统以及神经网络。载波频率和/或采样时钟频率可以从例如接收机中的本地压控振荡器(VCXO)中得到。通常，这种本地振荡器对环境因素非常敏感，例如使用年限、温度、制造商等，以及不具有确定的输出(频率)对输入(电压)特性。如果该载波频率和/或采样时钟频率要从普通的VCXO中得到，那么直接控制VCXO的单个FLL可以同时提供载波和采样时钟频率捕获及跟踪。

在一个实施例中，循环前缀相关用于估计例如每个OFDM符号中、OFDM帧的每个部分或其组合中的频率偏移。如果所发射的信号x(t)具有周期性分量，即x[kTs]＝x[(k+N)Ts]，其中，Ts是采样周期，k是时间标号，N是周期，以及，所接收的信号用r(t)表示，r*[kTs]r[(k+N)Ts]的相位提供发射机和接收机的载波频率误差测量。

将具有初始相位偏移φ和频率偏移Δf的接收信号用下式表示：

r(t)＝x(t)e^J2πΔft+φ+n(t)    (5)

其中，n(t)表示噪音信号。所接收信号的采样版本将是：

$r\left(k{T}_s\right)=x\left(k{T}_s\right)e^{j2\mathrm{\&pi;\&Delta;fk}{T}_s+\mathrm{\&phi;}}+n\left(k{T}_s\right)---\left(6\right)$

OFDM符号中的循环前缀定义了波形的周期性结构，从而使它适于使用上述算法来估计频率偏移。

图20的框图示出了根据一个实施例的锁频环(FLL)。假设{r_m，k}表示所收到的(OFDM)符号的采样序列，其中，m表示(OFDM)符号标号以及k表示采样时间标号，例如，k＝0、1、2、...、4607。在一个实施例中，如图20的上部分所示，k＝0到511的采样时间标号表示接收的OFDM符号的循环前缀部分，以及，FFT窗在k＝512的采样时间标号处开始，并在k＝4607处结束。对于FLL操作的频率跟踪模式，频率偏移的第m个估计可以用下式获得：

$\widehat{{\mathrm{\&Delta;f}}_m}=\frac{1}{G_D}\mathrm{Im}\&lsqb;\underset{k=0}{\overset{511}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{m,k}^{*}{r}_{m,k+4096}\&rsqb;---\left(8\right)$

其中，G_D是检测器增益，如上面所定义的那样。

对于FLL的频率捕获模式，频率偏移的第m个估计可以通过上述方程式(8)或前面已经给出且下面重复表示的方程式(4)来获得，即：

${\mathrm{\&Delta;f}}_m=\frac{1}{G_D}\mathrm{Arg}\&lsqb;\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{m,i}\&CenterDot;r_{m,i+128}^{*}\&rsqb;---\left(9\right)$

其中，m是在第一个OFDM符号中相同采样序列的周期标号，例如，1到32个序列，各有128个采样。在一个实施例中，方程式(8)和/或(9)中的相关输入采样属于在OFDM帧的第一个导频符号中收到的至少两个输入采样序列。该至少两个输入采样序列可以分别是128个采样的连续序列。可以将所估计的频率偏移更新预定的次数，该预定数量可以对应于OFDM帧的第一个导频符号中的相同采样序列的数量，例如，大约为32。

根据一个实施例，由方程式(8)或(9)给出的频率偏移可以通过使用例如尺寸为512采样(跟踪模式)或128采样(捕获模式)的缓冲器2002、频率偏移检测器2004(跟踪模式)或2006(捕获模式)以及2-to-1 MUX 2008来实现，该MUX 2008根据具体情况从检测器2004、2006中的一个检测器中选择输出。MUX 2008的输出可以用一个增益参数进行调整，例如通过乘法器2010，然后将其提供给频率偏移累加器2012。频率偏移累加器2012生成频率偏移的实际值。

在一个实施例中，可以在至少两种模式下执行频率偏移补偿。在OFDMA与CDMA同时操作模式下，其中，CDMA部分可以数字地控制VCXO，开关2014在位置“1”处关闭，并关闭回路。在独立模式中，其中，OFDMA部分可以分析地控制VCXO，开关2014开至位置“2”，并打开回路，从而FLL通过DAC 2016直接控制VCXO。在一个实施例中，DAC 2016可以是1比特DAC，其包括脉冲密度调制器(PDM)和RC滤波器。在该情况下，将频率偏移的实际值Δf转换成施加于VCXO的电位差，从而补偿频率偏移。

在CDMA控制的情况下，将频率偏移的实际值通过开关2014提供给相位累加器2018。相位累加器2018生成相位偏移的实际值φ。在一个实施例中，正弦/余弦查找表2020生成定义exp(-j^φ)的复数“cosφ-jsinφ”，以用于旋转输入采样的相位。诸如复数乘法器之类的相位旋转器2024通过将输入采样乘以复数“cosφ-jsinφ”来补偿输入采样的相位偏移，或等效为频率偏移。

根据一个实施例，频率偏移检测器2004及2006的增益、VCXO增益和/或VCXO频率与载波频率的比值等可以在环增益参数α中合在一起。也可以将该参数α量化成2的幂次方，并可以用简单的可编程移位器取代乘法器2010。应当指出的是，α对于两种操作模式可以是不同的。根据一个实施例，可以将α递增地施加给FLL，直到频率偏移收敛到预定值为止，例如，在预定时间中收敛到零。选择增量应足够地小，例如0.2，以保持FLL的稳定性，以及，对于频率误差足够地大，以在预定时间中快速收敛到预定水平，例如，在第一个TDM导频中。

所公开的实施例可以应用于下列技术中任何之一或其组合：码分多址(CDMA)系统、多载波CDMA(MC-CDMA)、宽带CDMA(W-CDMA)、高速下行链路分组接入(HSDPA)、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统以及正交频分多址(OFDMA)系统。

本文描述的频率捕获和同步技术可通过多种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、软件或软硬件结合的方式来实现。对于硬件实现，在接入点处用于支持同步的处理单元(例如，TX数据和导频处理器120)可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行本文所述功能的其他电子单元或其组合中。在接入终端处用于执行同步的处理单元(例如，同步和信道估计单元180)也可以实现在一个或多个ASIC、DSP等中。

对于软件实现，所述同步技术可用执行本文所述各种功能的程序模块(例如，例程、程序、部件、过程、函数、数据结构、模式...)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元(如，图13中的存储器单元1392)中，并由处理器(如，处理器190)执行。存储器单元可以实现在处理器内或处理器外。此外，本领域的技术人员应该明白，本发明方法可以用其他计算机系统结构来实现，包括：单处理器或多处理器计算机系统、微型计算装置、大型计算机以及个人电脑、手持计算装置、基于微处理器的或可编程的消费电子装置等。

以上描述包括本发明一些实施方式的例子。当然，不可能描述用于说明所公开实施例的部件和方法的每一种可能组合，但是本领域的普通技术人员可以明白，可以许多其他组合和变通也是可以的。因此，所公开的实施例意在包括落入所附权利要求的保护范围和精神中的所有这种改变、修改以及变通。此外，对于在详细描述或权利要求中的用语“包括”来说，其类似于“包含”、“具有”，当在权利要求中用作衔接词时，它们的涵盖方式应被解释成开放性的。

Claims (30)

1、一种用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法，该方法包括：

接收输入采样流；

基于收到的输入采样，确定频率偏移的估计；以及

补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获。

2、按照权利要求1所述的方法，其中，所述接收输入采样流包括：

接收属于一个调制帧的第一导频符号的输入采样；以及

其中，所述确定频率偏移的估计包括：

把属于在所述第一导频符号内收到的至少两个输入采样序列的相关输入采样累加起来。

3、按照权利要求2所述的方法，其中，至少两个输入采样序列是各自具有128个采样的连续序列，并且还包括：

将所述频率偏移更新预定的次数。

4、按照权利要求3所述的方法，其中，所述预定的次数等于所述第一导频符号中相同的采样序列的个数。

5、按照权利要求4所述的方法，其中，所述预定的次数约为32。

6、按照权利要求1所述的方法，其中，所述补偿频率偏移包括：

用一个增益参数来调整所述频率偏移，其中，所述增益参数是以在一个预定时间段内补偿所述频率偏移的方式选择出来的。

7、按照权利要求6所述的方法，其中，所述时间段是第一导频符号的持续时间。

8、按照权利要求6所述的方法，其中，所述补偿频率偏移还包括：

将调整后的频率偏移累加起来，从而获得实际的频率偏移。

9、按照权利要求8所述的方法，其中，所述补偿频率偏移还包括：

基于所述实际的频率偏移，控制本地振荡器。

10、按照权利要求8所述的方法，其中，所述补偿频率偏移还包括：

对所述输入采样进行相位旋转。

11、按照权利要求10所述的方法，其中，所述相位旋转还包括：

将所述实际的频率偏移转换成相位偏移。

12、按照权利要求11所述的方法，其中，所述相位旋转还包括：

基于所述相位偏移，对所述输入采样进行相位旋转。

13、一种计算机可读介质，包含有用于实现在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法的模块，该方法包括：

接收输入采样流；

基于收到的输入采样，确定频率偏移的估计；以及

补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获。

14、一种用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的装置，包括：

接收输入采样流的模块；

基于收到的输入采样流，确定频率偏移的估计的模块；以及

补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获的模块。

15、按照权利要求14所述的装置，其中，所述接收输入采样流的模块包括：

接收属于一个调制帧的第一导频符号的输入采样的模块；以及

其中，所述确定频率偏移的估计的模块包括：

把属于在所述第一导频符号内收到的至少两个输入采样序列的相关输入采样累加起来的模块。

16、按照权利要求15所述的装置，其中，至少两个输入采样序列是各自具有128个采样的连续序列，并且还包括：

将所述频率偏移更新预定次数的模块。

17、按照权利要求16所述的装置，其中，所述预定的次数等于所述第一导频符号中相同的采样序列的个数。

18、按照权利要求17所述的装置，其中，所述预定的次数约为32。

19、按照权利要求14所述的装置，其中，所述补偿频率偏移的模块包括：

用一个增益参数来调整所述频率偏移的模块，其中，所述增益参数是以在一个预定时间段内补偿所述频率偏移的方式选择出来的。

20、按照权利要求19所述的装置，其中，所述时间段是第一导频符号的持续时间。

21、按照权利要求19所述的装置，其中，所述补偿频率偏移的模块还包括：

将调整后的频率偏移累加起来，从而获得实际频率偏移的模块。

22、按照权利要求21所述的装置，其中，所述补偿频率偏移的模块还包括：

基于所述实际频率偏移，控制本地振荡器的模块。

23、按照权利要求21所述的装置，其中，所述补偿频率偏移的模块还包括：

对所述输入采样进行相位旋转的模块。

24、按照权利要求23所述的装置，其中，所述相位旋转模块还包括：

将所述实际频率偏移转换成相位偏移的模块。

25、按照权利要求24所述的装置，其中，所述相位旋转模块还包括：

基于所述相位偏移，对所述输入采样进行相位旋转的模块。

26、一种用于在无线通信网络中进行初始频率捕获的装置，包括：

接收机，接收输入采样流；

处理器，基于收到的输入采样，确定频率偏移的估计；以及

补偿器，补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获。

27、按照权利要求26所述的装置，其中，所述补偿器包括用一个增益参数来调整所述频率偏移的乘法器。

28、按照权利要求27所述的装置，其中，所述补偿器还包括生成实际频率偏移的累加器。

29、按照权利要求28所述的装置，其中，所述补偿器还包括相位旋转器。

30、至少一个处理器，经过编程用于实现在无线通信网络中进行初始频率捕获的方法，该方法包括：

接收输入采样流；

基于收到的输入采样，确定频率偏移的估计；以及

补偿所述频率偏移，从而实现初始频率捕获。

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