CN1980205A - 序列生成系统和方法、发送和同步方法及功率调整系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种同步导频序列生成系统，包括：依次相连的串并转换单元、映射单元、IFFT/IDFT单元、并串转换单元；还包括：基带信号序列生成单元，用于生成基带信号序列；功率调整单元，用于将基带信号序列生成单元生成的基带信号分别乘以不同的系数，使一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值高于另一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值；MUX单元，将功率调整单元输出的基带信号序列复用为一路数据传送给串并转换单元。还提供了同步导频序列生成方法、实现同步的方法、基带信号序列功率调整系统及同步信号发送方法。使用本发明，可以提高OFDM系统中时间同步的精度，载波频率偏移估计的精度。

Description

序列生成系统和方法、发送和同步方法及功率调整系统

技术领域

本发明涉及OFDM技术领域，特别是指一种同步导频序列生成系统、生成方法，其实现同步的方法、功率调整系统以及同步信号发送方法。

背景技术

OFDM是一种无线环境下的高速传输技术。无线信道的频率响应曲线大多是非平坦的，而OFDM技术的主要思想就是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。并且由于OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

由于OFDM系统的输出信号是多个相互覆盖的子信道的叠加，它们之间的正交性有严格的要求，这又使得OFDM系统对同步要求较高，对时间同步和载波频率偏移非常敏感。传输中的时间不同步、载波频率偏移会使OFDM系统子载波之间的正交性遭到破坏，使子信道之间产生干扰，从而引入严重的载波间干扰(ICI)，造成系统的有效信噪比(SNR)下降，系统性能恶化。

首先，对目前时间的粗同步方法进行介绍。对于粗同步过程，发送端会采用图1所示的由两个相同的子同步导频序列H1和H2组成的同步导频序列；对于接收端，会先后收到H1和H2两个子同步导频序列，根据这两个子同步导频序列的相关性来进行时间同步。粗时间同步的处理过程可参见图2示出的粗同步原理示意图。

但是，由于该方案采用的是两个相同部分的延迟相关处理，由于延迟相关处理的缺陷是时间同步的相关峰值并不明显，很难找准最高峰，导致时间同步精度差。时间同步的误差比较大。

为了使有效信噪比(SNR)的下降小于0.1dB，OFDM系统要求最大频率偏移要小于子载波间隔的1％。OFDM一般是采用先进行频率偏移检测并估计出频率偏移值，然后进行频率补偿的方式解决频率偏移的问题。目前，频率偏移的估计方法主要包括根据OFDM帧中专用的同步块进行分析，根据FFT输出的信号进行分析，利用OFDM符号的特性或者频谱进行分析等。

P.H.Moose提出发送两个相同的OFDM符号，在接收端根据FFT的输出进行频率偏移估计。但是该方法适用于估计频率偏移小于0.5个子载波间隔的情况。

Schmidl和Cox提出采用两个相同的短OFDM符号和一个长的OFDM符号进行频率偏移估计，根据对系统影响的不同，频偏可以分为两个部分：频率偏移的分数部分(子载波间隔小数倍的偏频，引起子载波间干扰)和频率偏移的整数部分(子载波整数倍的频偏，导致子载波的移位)。相应的，频率补偿可分为两个阶段，即补偿频率偏移的分数部分和补偿频率偏移的整数部分

Mandarini和Falaschi提出了基于频域导频序列的方法(基于单频导频进行频率偏移估计的方法)，即根据载波频移会引起导频序列的频谱搬移，因此设计导频序列具有梳状频谱，从而可以来估计出频域偏移，如图3示出了基于单频导频的同步信号的频谱。但是，该方案最大可以检测出的频率偏移估计是梳状频点间隔的0.5倍，若载波频率偏移超过这个范围，则该算法不能准确检测出频率偏移。该算法频率偏移估计的精度仅为一个子载波间隔。对于多载波系统而言较低，可能会明显的引入载波间干扰。

综上所述，目前OFDM中的OFDM系统中时间同步的精度、载波频率偏移估计的精度不够准确，载波频率偏移估计范围较小。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供了一种同步导频序列、其生成系统、生成方法，其实现同步的方法、功率调整系统以及同步信号发送方法，以提高OFDM系统中时间同步的精度，载波频率偏移估计的精度。

本发明提供的一种同步导频序列生成系统，包括：依次相连的串并转换单元、映射单元、IFFT/IDFT单元、并串转换单元；

串并转换单元将接收的一路数据转换为多路并行数据，由映射单元将多路数据以一定规则映射到OFDM各个子载波上，再由IFFT/IDFT单元进行反傅立叶变换后传送给并串转换单元输出；还包括：

基带信号序列生成单元，用于生成基带信号序列；

功率调整单元，用于将基带信号序列生成单元生成的基带信号分别乘以不同的系数，使一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值高于另一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值；

MUX单元，将功率调整单元输出的基带信号序列复用为一路数据传送给串并转换单元。

其中，所述基带信号序列生成单元包括：窄带成分生成单元，用于输出所述高幅值离散谱线对应的基带信号序列；宽带成分生成单元，用于输出所述低幅值离散谱线对应的基带信号序列。

本发明提供的一种同步导频序列生成方法，包括以下步骤：

A3、生成窄带成分对应传输的基带信号序列和宽带成分对应传输的基带信号序列；

B3、分别对窄带成分对应传输的基带信号序列和宽带成分对应传输的基带信号序列乘上不同的系数；

C3、将乘上不同系数的窄带成分对应传输的基带信号序列和宽带成分对应传输的基带信号序列映射到OFDM各个子载波上，变换为一路输出。

其中，步骤C3映射到OFDM各个子载波上，变换为一路输出的步骤包括：将乘上不同的系数的窄带成分和宽带成分对应传输的所述基带信号序列转换为对应多路子载波的多路数据；所述多路数据按一定规则映射到OFDM各个子载波上进行IFFT/IDFT变换后，并串转换为一路输出。

其中，所述一定规则包括以下之一或任意组合：

指定窄带成分的基带信号序列分别映射到OFDM各个子载波；

指定宽带成分的基带信号序列分别映射到OFDM各个子载波；

指定窄带成分所映射的子载波的邻近子载波不传输数据。

其中，所述一定规则还可包括：指定窄带成分的基带信号序列分别映射到OFDM各个子载波时，窄带成分的中心频率之间的频率间隔为不等间隔。

本发明提供的一种同步导频序列实现同步的方法，其中，导频序列包括两个或两个以上的子同步导频序列，子同步导频序列包括窄带成分和宽带成分，窄带成分对应的离散谱线的幅值高于宽带成分对应的离散谱线的幅值；该方法包括以下步骤：

A7、根据接收的同步导频序列所包括的两个或多个子同步导频序列对接收序列进行粗时间同步估计，估计出初始时间同步位置，并对接收序列进行时延调整；

B7、使用子同步导频序列的窄带成分导频序列对同步导频信号进行载波频率偏移估计，并对接收信号进行频率偏移补偿；

C7、使用子同步导频序列的宽带成分导频序列进行精确时间同步估计，并对接收信号进行精确的时间延迟调整。

其中，步骤B7所述进行载波频率偏移估计的步骤包括：

对子同步导频序列进行时域补零；

对补零后的子同步导频序列进行时域到频域变换得到子同步导频序列的频域过采样序列；

根据所述频域过采样序列得到测度序列；

根据测度序列和子同步导频序列窄带成分的谱线估计出载波频率偏移。

其中，所述进行时域到频域变换采用的是FFT或DFT变换。

其中，得到测度序列的步骤包括：在子同步导频序列频谱上，依次计算若干个频率间隔与窄带成分中心频率间隔相对应的子载波幅度数值的平方之和作为测度序列。

其中，所述精确时间同步估计的步骤包括：

接收端本地产生具有子同步导频序列宽带成分离散谱线特征的序列；

从接收的同步导频序列中根据时间先后依次选择出一段序列和接收端本地产生的序列进行相关运算；

对相关峰值进行检测，确定出时间同步的位置。

其中，所述各个子同步导频序列长度相同，且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。

其中，所述各个子同步导频序列完全相同。

其中，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。

其中，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。

其中，子同步导频序列窄带成分所表现出的谱线为单频导频谱线。

其中，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为幅值平坦的离散谱线。

其中，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为等幅值。

其中，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。

本发明提供的一种基带信号序列功率调整系统，包括：

基带信号序列生成单元，用于生成基带信号序列；

功率调整单元，用于将基带信号序列生成单元生成的基带信号分别乘以不同的系数，使一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值高于另一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值。

其中，所述基带信号序列生成单元包括：窄带成分生成单元，用于输出所述高幅值离散谱线对应的基带信号序列；宽带成分生成单元，用于输出所述低幅值离散谱线对应的基带信号序列。

本发明还提供了一种同步信号的发射方法，周期性地发送同步信号，包括：

发送第一子同步信号，包括：产生一个具有自相关特性的宽带子同步信号；产生包含一个或一个以上个窄带频率成分的窄带子同步信号；设定窄带子同步信号的每个窄带频率成分的功率谱密度高于宽带子同步信号的功率谱密度；将所述两个子同步信号相加后作为第一子同步信号发送出去；

然后发送与第一子同步信号具有互相关特性的第二子同步信号。

其中，所述第一子同步信号和第二子同步信号相同。

其中，进一步包括：设定窄带子同步信号的每个窄带频率成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。

其中，进一步包括：设定窄带频率成分的每个窄带频率成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。

其中，进一步包括：设定窄带频率成分的每个窄带频率成分为离散的单根谱线。

其中，设定宽带子同步信号的自相关函数在0点具有尖锐的峰值

其中，设定所述宽带子同步信号的谱线为幅值平坦的离散谱线。

其中，所述幅值平坦为幅值相同。

其中，进一步包括：设定宽带子同步信号的离散频谱当中，与窄带子同步信号的各个窄带频率成分对应的离散谱线两侧的若干根谱线的幅值为0。

由上述方法可以看出，本发明提供的同步导频序列可以有效地提高OFDM系统中时间同步的精度，载波频率偏移估计的精度和载波频率偏移估计的范围。

本发明提出的同步导频结构，可以同时实现时间同步和载波频率偏移估计，具体来说，同步导频其中宽带成分用于时间同步，窄带成分用于载波频偏估计和校正，并且可以扩大载波频率偏移估计的范围。

附图说明

图1为同步导频序列结构示意图。

图2为粗同步过程原理图。

图3为基于单频导频的同步信号的频谱示意图。

图4为单频导频等间隔的导频序列对应的频谱示意图。

图5为单频导频不等间隔的导频序列对应的频谱示意图。

图6为同步导频序列生成的系统结构图。

图7为明同步导频序列生成的流程图。

图8为接收端同步处理示意图。

图9为接收端载波频率偏移的估计示意图。

图10为单频导频之间的间隔的导频序列对应的频谱示意图。

图11为精确时间同步估计流程图。

图12为精确时间同步估计时本地产生的同步导频序列示意图。

具体实施方式

一种同步导频序列，由两个或两个以上的子同步导频序列组成，每一个子同步导频序列包含两部分，其中，一部分是若干个窄带成分，窄带成分所表现出的谱线为：离散频谱上具有较高幅值的若干根连续谱线；一部分是若干个宽带成分，宽带成分所表现出的谱线为：离散频谱上具有较低幅值的若干根连续谱线。所述各个子同步导频序列完全相同。并且，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔可以大于信道的相干带宽，窄带成分的中心频率之间的频率间隔还可以是不等间隔的，较佳的，窄带成分包括的若干个具有较高幅值的离散谱线为1根谱线。而宽带成分所表现出的谱线可以为幅值平坦或等幅值的离散谱线，进一步的宽带成分的谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。

不难理解，同步导频序列由两个子同步导频序列组成是较佳实施例，也可以由多个子同步导频序列组成。另外，若采用的子同步导频序列不相同，还可以是以下的特征：长度相同，并且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。

如图4示出了本发明子同步导频序列对应的频谱的一个例子，该例中采用了3个单频导频信号，单频导频之间的频率间隔是4个子载波宽度，单频导频邻近的3个离散谱线是0幅值谱线。实际上在本发明中，单频导频的数量，单频导频之间的频率间隔，单频导频附近0幅值离散谱线的数量，单频导频的幅值和子同步导频序列的宽带成分中离散谱线的幅值之比，可以根据实际需要进行调整。如图5所示的子同步导频序列对应的频谱，单频导频之间可以是不等间隔的，这样可以克服由于信道衰落而造成的频率偏差估计模糊。

针对本发明的同步导频序列，本发明提供了一种同步信号的发射方法，周期性地发送同步信号，包括：

首先：发送第一子同步信号，包括：产生一个具有自相关特性的宽带子同步信号；产生包含一个或一个以上个窄带频率成分的窄带子同步信号；设定窄带子同步信号的每个窄带频率成分的功率谱密度高于宽带子同步信号的功率谱密度；将所述两个子同步信号相加后作为第一子同步信号发送出去；

然后，发送与第一子同步信号具有互相关特性的第二子同步信号。

其中，所述第一子同步信号和第二子同步信号相同，或者宽带子同步信号的自相关函数在0点具有尖锐的峰值，以用于粗同步。

并且，发送时，还可设定窄带子同步信号的每个窄带频率成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽，或/和设定窄带频率成分的每个窄带频率成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔，或/和设定窄带频率成分的每个窄带频率成分为离散的单根谱线，所述宽带子同步信号的谱线为幅值平坦或相同的离散谱线。并且，在设定宽带子同步信号的离散频谱当中，与窄带子同步信号的各个窄带频率成分对应的离散谱线两侧的若干根谱线的幅值为0。

本发明还提供了同步导频序列的生成系统，如图6所示的同步导频序列生成系统，包括：

窄带成分生成单元，用于输出窄带成分对应传输的基带信号序列。

宽带成分生成单元，用于输出宽带成分对应传输的基带信号序列。

功率调整单元，功能是将窄带成分生成单元、宽带成分生成单元输出的基带信号序列分别进行功率调整。通过不同的功率调整系数，实现窄带成分所对应的离散谱线为较高幅值离散谱线、宽带成分所对应的离散谱线为低幅值离散谱线。

MUX单元，将窄带成分生成单元、宽带成分生成单元输出的功率调整后的数据进行复用为一路数据，传送给串并转换单元。

串并转换单元，将一路数据转换为n路并行数据，例如，串行的m×n个数据转换为对应n路上，每路m个数据。

映射单元，将n路数据映射到OFDM各个子载波上。映射时，使窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。例如，可以预先设定按照图4或5的频谱进行映射。

IFFT/IDFT单元，进行反傅立叶变换，频率域到时域的转换，完成多路数据到多路子载波的映射。

并串转换单元，将IFFT/IDFT单元输出的多路信号进行并串转换，输出子同步导频序列。

相应的，参见图7示出的生成本发明同步导频序列流程图，该系统生成本发明同步导频序列的生成步骤包括：

步骤701：窄带成分生成单元、宽带成分生成单元分别生成基带信号序列。

窄带成分生成单元产生在信号窄带成分所对应的各个子载波上传输的基带信号序列。例如若子同步导频序列包含3个窄带成分，每个窄带成分包括1个单频导频，那么窄带成分生成器可以产生基带信号序列+1，+1，+1；

宽带成分生成单元产生在信号宽带所对应的各个子载波上传输的信号，例如可以是长度为61的复数序列+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，+1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，+1，+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，+1。

步骤702：由功率调整单元分别对窄带成分生成单元、宽带成分生成单元生成的基带信号序列乘上不同的系数。

例如，窄带成分可乘以的系数为10，宽带成分可以乘以的系数是1；此时的窄带成分对应的基带信号序列是+10，+10，+10；宽带成分对应的基带信号序列是+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，+1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，-1，-1，-1，+1，+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，-1，+1。

步骤703～705：将步骤702得到的序列经过MUX单元复用组成一组串行数据，经过串并转换单元转换为对应n路子载波的数据，经过映射单元将数据映射到OFDM不同的子载波上去。

例如，按照预先图4所示的频谱进行映射，具体来说，预先设定窄带成分的信号序列映射到哪些子载波，指定宽带成分的信号序列映射到哪些子载波。

步骤706～707：经过IFFT/IDFT单元完成多路数据到多路子载波的映射(频域到时域的变换)，由并串转换单元将输出的多路信号转换为一路信号，输出一个子同步导频序列。

同样的方法生成另一个子同步导频序列以组成一个同步导频序列。

相应的，提供了使用本发明同步导频序列进行同步处理的方法。参见如图8示出的接收端同步处理示意图，包括：

第一步，接收端首先根据同步导频序列包括的两个子同步导频序列，对接收信号进行粗时间同步估计，估计出初始时间同步位置，并对接收序列进行时延调整。

第二步，使用子同步导频序列的窄带成分中具有较高幅值的离散谱线，对同步导频信号进行载波频率偏移估计，并对接收信号进行频率补偿。

第三步，本地产生一个时间序列，使其具有与子同步导频序列除了窄带成分外相类似的离散谱线。在本地序列的离散谱线中，将与子同步导频序列的窄带成分相对应的离散谱线设置为0幅值谱线。使用本地序列去进行精确时间同步估计，并进行精确的时间延迟调整，输出调整后的信号。

下面针对接收端同步处理的各个步骤分别进行详细说明：

对于图8中的粗时间同步估计和粗时间时延调整，这个步骤和背景技术提到的时间的粗同步方法相同，此处仅进行简述：发送端发送的同步序列包括相同的两个子同步序列，接收端收到后，对接收的信号进行过采样并进行时间延迟，延迟长度是子同步导频序列的长度；然后延迟输出的信号序列和接收到的信号序列进行相关运算，并进行相关峰值检测，确定出粗时间同步的初始位置。然后根据确定出的粗时间同步的初始位置进行本次的时延调整。

对于图8中的载波频率偏移估计和载波频率补偿过程，使用窄带成分的较高幅值离散谱线来实现。

当同步导频序列对应的频谱如图4所示，单频导频为等间隔时，其载波频率偏移估计、补偿原理与背景技术中图3基于单频导频的同步技术类似。但需要说明的是，与图3相比，本发明的单频导频仅占用了整个频带的一部分(而不是图3那样在整个频带上间隔的产生导频，占用了所有的频带)，因此，单频导频占用的部分频带可以在所有频谱内移动，例如，窄带导频占用2Hz，整个带宽10Hz，从而2Hz带宽可以在10Hz内移动，频偏范围增加，而不像图3那样有较窄的限制(图3限制频率偏移估计不大于梳状频点间隔的0.5倍)。当同步导频序列对应的频谱如图4所示，单频导频之间采用不等间隔时，第一个导频发生衰落时，不会被误认为没有接收到第一个导频，从而避免了产生一个间隔的误差，克服了由于信道衰落而造成的频率偏差估计模糊。

参见图9示出的载波频率偏移的估计示意图，假设接收端在粗时间同步以后，得到的同步导频序列是x(n)，n＝1…N，进行载波频率偏移估计包括以下步骤：

步骤901：对同步导频序列x(n)进行时域补零，得到新的同步序列y(n)：

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}x\left(n\right)& n=1...N\\ 0& n=N+1,...,P*N\end{array}\right.$

其中P是频率过采样因子，P为整数，同步导频序列x(n)补零的个数(P-1)*N与频率偏移估计的精度有关。

步骤902：对补零后的序列y(n)进行FFT变换，得到同步导频序列的频域过采样，即

$Y\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{PN}}{\mathrm{\Σ}}}y\left(n\right)e^{\frac{-i*2\mathrm{\π}*k*n}{P*N}}$ k＝1…P*N

其中，Y(k)即表示频域第k个采样点。当然，也可以采用DFT变换。

步骤903：在同步导频序列频谱上，依次计算频率间隔与单频导频间隔相对应的M个子载波信号的功率谱幅度之和，即：

$V\left(j\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y(j+D_m)\right|}^2,$ 1≤j≤P*N-D_M-1

其中单频导频的数量是M，D₀＝0，D_m是第m+1个单频导频和第1个单频导频之间的间隔，如图10所示。

在实际的计算中，不需要计算所有的单频导频位置的子载波的功率谱幅度之和，例如，只需计算出{V(j)，j＝ref-maxoffset，…，ref+maxoffset}即可，其中ref是没有频率偏移时测度序列的最大值所对应的位置，maxoffset与系统所能允许的最大载波频率偏移相对应。

步骤904：然后，根据测度序列V(j)估计出载波频率偏移Δf_offset，如下：

$\mathrm{\ΔJ}=\arg \·\underset{j}{\max }V\left(j\right)-J_{\mathrm{ref}}$

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{offsel}}=\mathrm{\ΔJ}*\frac{\mathrm{\Δf}}{p}$

其中，ΔJ表示频率偏移样点的个数，J_ref是参考的频谱位置，Δf是OFDM子载波之间的间隔，是已经确定的参数。

从上式中可以看出，频率偏移估计的精度和频率过采样因子P有关，该方法可以精确估计出小于OFDM子载波间隔的频率偏移。上述是对某段同步导频进行的描述，实际上，会有多段导频序列，因此可对多段同步导频序列进行平均，以获得高的信噪比并克服信道衰落对频率偏移估计的影响。

对于图8中的精确时间同步估计和精确时间延迟调整过程，使用本地产生的序列来实现。

由于子同步导频序列的宽带成分的离散谱线幅度是平坦的，即除了单频导频及其邻近频域上的零值谱线之外，子同步导频序列的频谱是平坦的，本发明利用这个特征进行精确时间同步。

预先在接收端本地产生一个对应的本地序列，它除了在窄带成分所对应的离散谱线位置上是零幅值谱线之外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征，使本地序列与子同步导频序列具有非常良好的时域相关特性，利用该特性在接收端进行精确的时间同步。

对接收信号进行粗时间同步和载波频率偏移补偿以后，根据粗时间同步所提供的初始时间同步位置，从接收信号序列中选择出一段包括同步导频序列的时间序列；本地序列去和选择出的接收信号序列进行滑动相关运算，即从该接收序列中根据时间先后依次选择出一段序列去和本地序列进行相关运算，对相关峰值进行检测，进一步确定出时间同步的位置。

在粗时间同步和载波频率偏移估计和补偿的基础上，进行精确时间同步处理。假设其中粗时间同步和频率补偿后的接收序列是x(n)，粗时间同步所确定的时间位置是t₀，如图11所示的精确时间同步估计流程图，包括以下步骤：

步骤1101：接收端处理后的序列与本地序列进行滑动相关运算，得到，

$y_{t_0}\left(j\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}^{*}\left(n\right)x(t_0+j+n)$ j＝-D，-D+1，…，D

其中，y_t0(j)是相关器输出的相关序列，s(n)是本地产生的序列。当接收导频序列为图5所示的频谱时，本地产生的序列对应的频谱如图12所示，N是本地序列s(n)的长度，滑动相关的范围是[-D，D]。

步骤1102：在相关序列中进行峰值检测，找出峰值所对应的位置，

$J_o=\arg \underset{j=-D,...D}{\max }\left|y_{t_0}\left(j\right)\right|$

从而可以确定出精确时间同步的位置是：

t_c＝t₀+J_o

经过上面的粗时间同步、载波频率估计和补偿、细时间同步过程，实现了本发明同步导频的同步过程。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (30)

1、一种同步导频序列生成系统，包括：依次相连的串并转换单元、映射单元、IFFT/IDFT单元、并串转换单元；

串并转换单元将接收的一路数据转换为多路并行数据，由映射单元将多路数据以一定规则映射到OFDM各个子载波上，再由IFFT/IDFT单元进行反傅立叶变换后传送给并串转换单元输出；其特征在于，还包括：

基带信号序列生成单元，用于生成基带信号序列；

功率调整单元，用于将基带信号序列生成单元生成的基带信号分别乘以不同的系数，使一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值高于另一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值；

MUX单元，将功率调整单元输出的基带信号序列复用为一路数据传送给串并转换单元。

2、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述基带信号序列生成单元包括：

窄带成分生成单元，用于输出所述高幅值离散谱线对应的基带信号序列；

宽带成分生成单元，用于输出所述低幅值离散谱线对应的基带信号序列。

3、一种同步导频序列生成方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

A3、生成窄带成分对应传输的基带信号序列和宽带成分对应传输的基带信号序列；

B3、分别对窄带成分对应传输的基带信号序列和宽带成分对应传输的基带信号序列乘上不同的系数；

C3、将乘上不同系数的窄带成分对应传输的基带信号序列和宽带成分对应传输的基带信号序列映射到OFDM各个子载波上，变换为一路输出。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，

步骤C3映射到OFDM各个子载波上，变换为一路输出的步骤包括：

将乘上不同的系数的窄带成分和宽带成分对应传输的所述基带信号序列转换为对应多路子载波的多路数据；

所述多路数据按一定规则映射到OFDM各个子载波上进行IFFT/IDFT变换后，并串转换为一路输出。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述一定规则包括以下之一或任意组合：

指定窄带成分的基带信号序列分别映射到OFDM各个子载波；

指定宽带成分的基带信号序列分别映射到OFDM各个子载波；

指定窄带成分所映射的子载波的邻近子载波不传输数据。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述一定规则包括：

指定窄带成分的基带信号序列分别映射到OFDM各个子载波时，窄带成分的中心频率之间的频率间隔为不等间隔。

7、一种同步导频序列实现同步的方法，其特征在于，导频序列包括两个或两个以上的子同步导频序列，子同步导频序列包括窄带成分和宽带成分，窄带成分对应的离散谱线的幅值高于宽带成分对应的离散谱线的幅值；该方法包括以下步骤：

A7、根据接收的同步导频序列所包括的两个或多个子同步导频序列对接收序列进行粗时间同步估计，估计出初始时间同步位置，并对接收序列进行时延调整；

B7、使用子同步导频序列的窄带成分导频序列对同步导频信号进行载波频率偏移估计，并对接收信号进行频率偏移补偿；

C7、使用子同步导频序列的宽带成分导频序列进行精确时间同步估计，并对接收信号进行精确的时间延迟调整。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，步骤B7所述进行载波频率偏移估计的步骤包括：

对子同步导频序列进行时域补零；

对补零后的子同步导频序列进行时域到频域变换得到子同步导频序列的频域过采样序列；

根据所述频域过采样序列得到测度序列；

根据测度序列和子同步导频序列窄带成分的谱线估计出载波频率偏移。

9、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述进行时域到频域变换采用的是FFT或DFT变换。

10、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，得到测度序列的步骤包括：在子同步导频序列频谱上，依次计算若干个频率间隔与窄带成分中心频率间隔相对应的子载波幅度数值的平方之和作为测度序列。

11、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述精确时间同步估计的步骤包括：

接收端本地产生具有子同步导频序列宽带成分离散谱线特征的序列；

从接收的同步导频序列中根据时间先后依次选择出一段序列和接收端本地产生的序列进行相关运算；

对相关峰值进行检测，确定出时间同步的位置。

12、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述各个子同步导频序列长度相同，且，

对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。

13、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述各个子同步导频序列完全相同。

14、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。

15、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。

16、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，子同步导频序列窄带成分所表现出的谱线为单频导频谱线。

17、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为幅值平坦的离散谱线。

18、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线为等幅值。

19、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括：所述谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。

20、一种基带信号序列功率调整系统，其特征在于，包括：

基带信号序列生成单元，用于生成基带信号序列；

功率调整单元，用于将基带信号序列生成单元生成的基带信号分别乘以不同的系数，使一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值高于另一部分基带信号序列所对应的离散谱线的幅值。

21、根据权利要求20所述的系统，其特征在于，所述基带信号序列生成单元包括：

窄带成分生成单元，用于输出所述高幅值离散谱线对应的基带信号序列；

宽带成分生成单元，用于输出所述低幅值离散谱线对应的基带信号序列。

22、一种同步信号的发送方法，周期性地发送同步信号，其特征在于，包括：

发送第一子同步信号，包括：产生一个具有自相关特性的宽带子同步信号；产生包含一个或一个以上个窄带频率成分的窄带子同步信号；设定窄带子同步信号的每个窄带频率成分的功率谱密度高于宽带子同步信号的功率谱密度；将所述两个子同步信号相加后作为第一子同步信号发送出去；

然后发送与第一子同步信号具有互相关特性的第二子同步信号。

23、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述第一子同步信号和第二子同步信号相同。

24、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括：设定窄带子同步信号的每个窄带频率成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。

25、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括：设定窄带频率成分的每个窄带频率成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。

26、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括：设定窄带频率成分的每个窄带频率成分为离散的单根谱线。

27、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括：设定宽带子同步信号的自相关函数在0点具有尖锐的峰值。

28、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，设定所述宽带子同步信号的谱线为幅值平坦的离散谱线。

29、根据权利要求28所述的方法，其特征在于，所述幅值平坦为幅值相同。

30、根据权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括：设定宽带子同步信号的离散频谱当中，与窄带子同步信号的各个窄带频率成分对应的离散谱线两侧的若干根谱线的幅值为0。

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