CN1921470A - 一种多输入多输出－正交频分复用系统中的时间同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多输入多输出－正交频分复用系统中的时间同步方法，属于无线通信技术领域。首先根据系统中接收到的训练序列进行粗时间同步。由粗同步位置开始，从基带信号中截取用于频偏估计的训练序列进行频偏估计，并对其作频偏补偿，将频偏纠正后的训练序列与相应本地训练序列进行相关，得到所有接收天线上的平均值作为噪声的参考能量E_n。计算判决位置与下一位置相关值的平均能量E₁；计算判决位置后整个滑动窗内位置上相关值的平均能量E₂；对上述E₁与E_n的比值及E₁与E₂的比值进行判断，以确定第一条多径位置。本发明方法的优点是对SNR和功率延迟分布。具有鲁棒性；与训练序列的结构无关；同步性能受随机因素的影响较小。

Description

一种多输入多输出-正交频分复用系统中的时间同步方法

技术领域

本发明涉及一种用于多输入多输出-正交频分复用(以下简称MIMO-OFDM)系统中的时间同步方法，属于无线通信的技术领域。

背景技术

在MIMO-OFDM系统中每个天线上时间同步的位置相同，可以将每个天线上的接收信号平均后再进行时间同步，此时MIMO-OFDM系统的时间同步问题就变成了一般OFDM系统的同步问题，但是由于MIMO-OFDM系统中信道估计误差会在天线间引入干扰，而定时误差会影响信道估计性能，这将造成系统性能的严重下降，因此不能简单的将传统单天线-正交频分复用(以下简称SISO-OFDM)系统的定时方法扩展到MIMO-OFDM系统中。下面先介绍传统OFDM系统的定时方法再详细说明原因。

一般在OFDM系统中都使用循环前缀(以下简称CP)来减小码间干扰(以下简称ISI)，由于CP的存在使得OFDM系统中存在一个同步区间，同步位置落在该区间内时不会造成ISI，同步位置落在该区间外就会引入ISI。OFDM系统中的时间同步算法可以分为两类：一类称为前后相关时间同步方法，另一类称为基于信道估计的时间同步方法。

前后相关时间同步方法是通过利用同步序列周期重复的特点采用前后相关进行同步；基于信道估计的时间同步方法是通过信道估计得到信道的功率延迟分布信息，然后选择同步位置。前后相关时间同步算法不受频偏的影响，适合有频偏时的时间同步，而且计算量很小适合实时运算。当同步区间较大时系统对同步误差的容忍度比较大，前后相关算法一般可以满足同步精度要求；但是当同步区间较小或者信噪比较低时系统对同步误差的容忍度较小，该算法一般很难满足系统要求。基于信道估计的时间同步方法要寻找信道第一条多径的位置，由于实际系统不能总保证第一条径能量很大，因此一般对信道响应加一个相关窗寻找使得窗内能量最大的窗的起始位置。同时为了避免同步到噪声上，还要求该同步位置对应的时域信道能量足够强，即大于信道最强路径能量的某个门限。这种同步方法的前提是假定信道的功率延迟分布单调下降，而且该方法性能受信道能量随机分布的影响较大，当第一条径的能量与能量最强路径的比值动态范围很大时，很难找到一个合适的门限来获得满意的性能。即使第一条径与最强路径能量的比值动态范围不大，这种方法的同步性能还与多径的功率延迟分布有关系。

在传统SISO-OFDM系统中人们经常将上述两种方法结合起来使用，将时间同步分解为粗同步和精同步，粗同步使用前后相关的方法找到大概的同步位置，精同步在粗同步的基础上利用信道估计结果调整同步位置得到精同步结果。

由于MIMO-OFDM系统的数据率一般较高，系统对同步性能的要求提高，只对SISO-OFDM系统的同步方法进行简单扩展所存在的同步误差将成为制约系统性能的瓶颈。而且MIMO-OFDM系统中发射和接收天线个数是可变的，在进行时间同步时携带系统参数信息的数据还没有解码，因此无法确定发射天线的数量，也无法确定训练序列的长度和结构。由于在MIMO-OFDM系统中，接收数据等效信道的功率延迟分布与训练序列的结构有关(如采用循环移位训练序列时，利用卷积的性质训练序列的循环移位可以等效为信道的循环移位，等效信道将会加长)，因此如果不知道训练序列的结构，就会使得窗的宽度无法确定，无法使用在SISO-OFDM系统中寻找能量最大窗的定时方法，因此需要提出新的定时方法。

发明内容

本发明的目的是提出一种多输入多输出-正交频分复用系统中的时间同步方法，在MIMO-OFDM系统中对功率延迟分布具有鲁棒性，以提高时间同步性能。

本发明提出的一种多输入多输出-正交频分复用系统中的时间同步方法，包括以下各步骤：

(1)接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频变换后以周期T采样，得到基带数字接收信号，对基带数字接收信号进行粗时间同步，得到粗时间同步位置N_coarse；

(2)由上述粗同步位置开始，从基带信号中截取用于频偏估计的训练序列进行频偏估计，并对训练序列进行频偏补偿，得到频偏纠正后的训练序列，记为x_j(n)，代表第j个接收天线上第n个时刻的接收信号，该训练序列的周期为N；

(3)在每个天线上取粗同步位置前的N_n个点，将上述频偏纠正后的训练序列与对应的本地训练序列进行相关，得到N_n个相关值，将所有接收天线上的N_n个相关值进行平均，得到的平均值作为噪声的参考能量E_n；

(4)计算频偏纠正后的训练序列x_j(n)与本地训练序列的相关值：

$\mathrm{\ξ}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L_f-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j^{*}(n+i+l)p\left(i\right)\right|}^2,$

上式中p(n)为本地训练序列，N为频偏纠正后的训练序列x_j(n)的周期，L_f为滑动窗长，*代表共轭；

(5)在各接收天线上计算上述相关值，并将各天线相同位置的相关值进行平均；

(6)取上述粗时间同步位置N_coarse后的位置为是否是信道中第一条多径位置的判决位置，计算该判决位置与下一位置相关值的平均能量，获得第一个能量E₁；

(7)计算从上述判决位置开始整个滑动窗内L_f个位置相关值的平均能量，获得第二个能量E₂；

(8)对上述E₁与E_n的比值及E₁与E₂的比值进行判断，若E₁与E_n的比值大于第一设定门限η₁，且E₁与E₂的比值大于第二设定门限η₂，则找到了第一条多径位置，并进行步骤(9)，否则将判决位置后移一位，重复步骤(6)～(8)；

(9)将上述E₁与E₂的比值与第三设定门限η₃相比较，若E₁与E₂的比值大于第三设定门限η₁，则将第一条多径位置前移1位，否则维持第一条多径位置不变。

上述同步算法中，对基带数字接收信号进行粗时间同步得到粗时间同步位置N_coarse的方法，，包括以下步骤：

(1)取基带数字接收信号中长度为L_c+N_s的接收序列，并按照下式计算比值：

$\mathrm{\ρ}=\frac{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^{*}\left(n\right)x_i(n+N_s)\right|}^2}{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\left(n\right)\right|}^2\right|}^2},$

上式中，N_R是接收天线数，N_s是基带信号前后相关时所间隔的点数，L_c是设定的粗同步滑动窗长，x_i(n)是第i个接收天线上接收到的该滑动窗内第n个数据；

(2)对上述比值ρ的大小与预先设定的判决门限ρ₀进行判断，若ρ≥ρ₀，则滑动窗往后移一位，重新计算比值ρ，直到ρ＜ρ₀时停止滑动，移位次数从0开始计数，停止滑动时累计滑动窗后移的次数，记为N_back；

(3)根据上述N_back，得到粗同步位置N_coare＝N_back-L_c+N_s。

本发明提出的多输入多输出-正交频分复用系统中的时间同步方法，将时间同步分为粗同步和精同步。首先通过普通的前后相关方法进行粗同步。然后用接收训练序列与本地训练序列相关进行精同步，通过三重门限检测来确定精同步位置，鉴于通过寻找能量最大窗的方法不可行，改为寻找第一条径的位置为精同步位置。下面所提到的判决位置是将要判决是否为第一条径的位置，第一个能量E₁是判决位置和下一位置相关值的和，第二个能量E₂是从该判决位置开始的能量窗内的相关值的和，如果前者与后者的比值超过某个门限则判定该点位第一条径。其中的三个设定门限作用分别是：第一设定门限η₁用于降低同步到噪声的概率，第二设定门限η₂用于确保判决位置处E₁达到E₂的某个百分比，第三设定门限η₃则对精同步位置进一步微调得到更准确的同步位置。本方法具有以下优点：

(1)本发明通过设置η₁，η₂使得基于寻找第一条径位置的时间同步算法对SNR和功率延迟分布具有鲁棒性；

(2)本发明的定时方法与训练序列的结构无关；

(3)本发明通过将判断第一条径的参考门限从最强多径能量变为整个能量窗内的能量，使得同步性能受随机因素的影响较小；

(4)本发明充分利用OFDM系统中存在同步区间的特点，通过设置门限η₃来降低误同步对系统性能的影响，以提高系统同步性能。

附图说明

图1为本发明方法的流程框图。

具体实施方式

本发明提出的一种多输入多输出-正交频分复用系统中的时间同步方法，其流程框图如图1所示，首先接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频变换后以周期T采样，得到基带数字接收信号，对基带数字接收信号进行粗时间同步，得到粗时间同步位置N_coarse；由粗同步位置开始，从基带信号中截取用于频偏估计的训练序列进行频偏估计，并对训练序列进行频偏补偿，得到频偏纠正后的训练序列，记为x_j(n)，代表第j个接收天线上第n个时刻的接收信号，该训练序列的周期为N；在每个天线上取粗同步位置前的N_n个点，将上述频偏纠正后的训练序列与对应的本地训练序列进行相关，得到N_n个相关值，将所有接收天线上的N_n个相关值进行平均，得到的平均值作为噪声的参考能量E_n；计算频偏纠正后的训练序列x_j(n)与本地训练序列的相关值：

$\mathrm{\ξ}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L_f-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j^{*}(n+i+l)p\left(i\right)\right|}^2,$ 上式中p(n)为本地训练序列，N为频偏纠正后的训练序列x_j(n)的周期，L_f为滑动窗长，*代表共轭；在各接收天线上计算上述相关值，并将各天线相同位置的相关值进行平均；取上述粗时间同步位置N_coarse后的位置为是否是信道中第一条多径位置的判决位置，计算该判决位置与下一位置相关值的平均能量，获得第一个能量E₁；计算从上述判决位置开始整个滑动窗内L_f个位置相关值的平均能量，获得第二个能量E₂；对上述E₁与E_n的比值及E₁与E₂的比值进行判断，若E₁与E_n的比值大于第一设定门限η₁，且E₁与E₂的比值大于第二设定门限η₂，则找到了第一条多径位置，否则将判决位置后移一位，重复前述步骤；将上述E₁与E₂的比值与第三设定门限η₃相比较，若E₁与E₂的比值大于第三设定门限η₁，则将第一条多径位置前移1位，否则维持第一条多径位置不变。

上述同步算法中，对基带数字接收信号进行粗时间同步得到粗时间同步位置N_coarse的方法，首先取基带数字接收信号中长度为L_c+N_s的接收序列，并按照下式计算比值： $\mathrm{\ρ}=\frac{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^{*}\left(n\right)x_i(n+N_s)\right|}^2}{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\left(n\right)\right|}^2\right|}^2},$ 上式中，N_R是接收天线数，N_s是基带信号前后相关时所间隔的点数，L_c是设定的粗同步滑动窗长，x_i(n)是第i个接收天线上接收到的该滑动窗内第n个数据；对上述比值ρ的大小与预先设定的判决门限ρ₀进行判断，若ρ≥ρ₀，则滑动窗往后移一位，重新计算比值ρ，直到ρ＜ρ₀时停止滑动，移位次数从0开始计数，停止滑动时累计滑动窗后移的次数，记为N_back；根据上述N_back，得到粗同步位置N_coarse＝N_back-L_c+N_s。

下面以4发4收(N_R＝4，N_T＝4)MIMO-OFDM系统为例，详细介绍本发明的方法。该系统每个发射天线上的训练序列结构相同，都由两部分构成：第一部分是10个完全相同的周期为16的短序列构成，称为短码；第二部分是由两个64点的训练序列构成，前面加有32点的CP，称为长码。

接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频变换后以周期T采样，得到基带数字接收信号。粗定时训练序列周期为N_s。截取基带数字接收信号中L_c+N_s长的接收序列，根据经验可取粗定时相关窗长度L_c，计算比值，

$\mathrm{\ρ}=\frac{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^{*}\left(n\right)x_i(n+N_s)\right|}^2}{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\left(n\right)\right|}^2\right|}^2},$

上式中，N_R是接收天线数，N_s是基带信号前后相关时所间隔的点数，L_c是设定的粗同步滑动窗长，x_i(n)是第i个接收天线上接收到的该滑动窗内第n个数据，*代表共轭。

对上述比值ρ的大小与预先设定的判决门限ρ₀进行判断，若ρ≥ρ₀，则滑动窗往后移一位，重新计算比值ρ，直到ρ＜ρ₀时停止滑动，移位次数从0开始计数，停止滑动时累计滑动窗后移的次数，记为N_back；为了使得粗同步不超过短码的结束位置，对粗同步位置做调整，得到粗同步位置N_coarse＝N_back-L_c+N_s。

由上述粗同步位置开始，从基带信号中截取用于频偏估计的训练序列进行频偏估计，并对训练序列进行频偏补偿，得到频偏纠正后的训练序列，记为x_j(n)，代表第j个接收天线上第n个时刻的接收信号，该训练序列的周期为N。

在每个天线上取粗同步位置前的N_n个点，将上述频偏纠正后的训练序列与对应的本地训练序列进行相关，得到N_n个相关值，将所有接收天线上的N_n个相关值进行平均，得到的平均值作为噪声的参考能量E_n。

计算频偏纠正后的训练序列x_j(n)与本地训练序列的相关值：

$\mathrm{\ξ}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L_f-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j^{*}(n+i+l)p\left(i\right)\right|}^2,$

上式中p(n)为本地训练序列，N为频偏纠正后的训练序列x_j(n)的周期，L_f为滑动窗长，*代表共轭。

重复计算频偏纠正后的训练序列x_j(n)与本地训练序列的相关值，在各接收天线上计算上述相关值，并将各天线相同位置的相关值进行平均。取上述粗时间同步位置N_coarse后的位置为是否是信道中第一条多径位置的判决位置，计算该判决位置与下一位置相关值的平均能量，获得第一个能量E₁。计算从上述判决位置开始整个滑动窗内L_f个位置相关值的平均能量，获得第二个能量E₂。对上述E₁与E_n的比值及E₁与E₂的比值进行判断，若E₁与E_n的比值大于第一设定门限η₁，且E₁与E₂的比值大于第二设定门限η₂，则找到了第一条多径位置，否则将判决位置后移一位，重复计算E₁与E₂，并进行E₁与E_n的比值及E₁与E₂的比值的判决。将上述E₁与E₂的比值与第三设定门限η₃相比较，若E₁与E₂的比值大于第三设定门限η₁，则将第一条多径位置前移1位，否则维持第一条多径位置不变，这样就得到了最后的精同步位置。

Claims (2)

1、一种多输入多输出-正交频分复用系统中的时间同步方法，其特征在于该方法包括以下各步骤：

(1)接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频变换后以周期T采样，得到基带数字接收信号，对基带数字接收信号进行粗时间同步，得到粗时间同步位置N_coarse；

(2)由上述粗同步位置开始，从基带信号中截取用于频偏估计的训练序列进行频偏估计，并对训练序列进行频偏补偿，得到频偏纠正后的训练序列，记为x_j(n)，代表第j个接收天线上第n个时刻的接收信号，该训练序列的周期为N；

(3)在每个天线上取粗同步位置前的N_n个点，将上述频偏纠正后的训练序列与对应的本地训练序列进行相关，得到N_n个相关值，将所有接收天线上的N_n个相关值进行平均，得到的平均值作为噪声的参考能量E_n；

(4)计算频偏纠正后的训练序列x_j(n)与本地训练序列的相关值：

$\mathrm{\ξ}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L_f-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j^{*}(n+i+l)p\left(i\right)\right|}^2,$

上式中p(n)为本地训练序列，N为频偏纠正后的训练序列x_j(n)的周期，L_f为滑动窗长；

(5)在各接收天线上计算上述相关值，并将各天线相同位置的相关值进行平均；

(6)取上述粗时间同步位置N_coarse后的位置为是否是信道中第一条多径位置的判决位置，计算该判决位置与下一位置相关值的平均能量，获得第一个能量E₁；

(7)计算从上述判决位置开始整个滑动窗内L_f个位置相关值的平均能量，获得第二个能量E₂；

(8)对上述E₁与E_n的比值及E₁与E₂的比值进行判断，若E₁与E_n的比值大于第一设定门限η₁，且E₁与E₂的比值大于第二设定门限η₂，则找到了第一条多径位置，并进行步骤(9)，否则将判决位置后移一位，重复步骤(6)～(8)；

(9)将上述E₁与E₂的比值与第三设定门限η₃相比较，若E₁与E₂的比值大于第三设定门限η₁，则将第一条多径位置前移1位，否则维持第一条多径位置不变。

2、如权利要求1所述的时间同步方法，其特征在于其中所述的对基带数字接收信号进行粗时间同步的方法，包括以下步骤：

(1)取基带数字接收信号中长度为L_c+N_s的接收序列，并按照下式计算比值：

$\mathrm{\ρ}=\frac{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^{*}\left(n\right)x_i(n+N_s)\right|}^2}{{\left|\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\left(n\right)\right|}^2\right|}^2},$

上式中，N_R是接收天线数，N_s是基带信号前后相关时所间隔的点数，L_c是设定的粗同步滑动窗长，x_i(n)是第i个接收天线上接收到的该滑动窗内第n个数据；

(2)对上述比值ρ的大小与预先设定的判决门限ρ₀进行判断，若ρ≥ρ₀，则滑动窗往后移一位，重新计算比值ρ，直到ρ＜ρ₀时停止滑动，移位次数从0开始计数，停止滑动时累计滑动窗后移的次数，记为N_back；

(3)根据上述N_back，得到粗同步位置N_coarse＝N_back-L_c+N_s。