CN1902830A

CN1902830A - 直接转换接收器的直流偏移校正

Info

Publication number: CN1902830A
Application number: CNA2004800394686A
Authority: CN
Inventors: 温曼·高
Original assignee: Conexant Systems LLC
Current assignee: Conexant Systems LLC
Priority date: 2003-12-31
Filing date: 2004-12-06
Publication date: 2007-01-24
Also published as: EP1712007A1; US7403760B1; WO2005067157A1

Abstract

本发明公开了用于直接转换接收器的直流偏移校正系统，它可以包括与基带部分进行信号交换的直流反馈校正伺服环路和直流反馈校正伺服环路内的衰减器，其中，直流反馈校正伺服环路与基带部分的输入端和输出端两者耦合。

Description

直接转换接收器的直流偏移校正

交叉参考相关申请

本申请要求2003年12月31日提出的发明名称为“直接转换接收器的直流偏移校正”的美国非临时专利申请第10/751,013号的优先权，特此全文引用以供参考。

技术领域

本发明一般涉及射频(“RF”)接收器，尤其涉及带有直流(“DC”)偏移校正的直接转换接收器。

背景技术

在当今社会里，电信系统响应对更多的无线通信系统、更高性能娱乐媒体传输(通过无线电波、有线的或基于卫星的)和无论有线还是无线的宽带访问的社会需求，正以迅速的步伐演变。这种演变通常牵涉到提高通信系统接收器或收发器(即，包括接收器的收发器)的性能，同时简化它们的制造。

集成电路(“IC”)技术通过提高可以集成到接收器中的有源电路的密度，通过晶体管排列(scaling)和布局已经使接收器技术取得许多进步。另外，还存在许多设计接收器的构成方案。当前，两种最常用的构成方案包括超外差接收器和直接转换接收器。

图1示出了超外差接收器100，它是通常用在大多数电信应用中的结构。因此，本领域的普通技术人员应该认识到，超外差接收器结果在现有技术中是众所周知的。在图1中，超外差接收器100可以包括射频(“RF”)部分102、混频器(mixer)104、中频(“IF”)部分106、解调器108和本机振荡器(“LO”)110。在工作过程中，输入信号112首先由RF部分102放大，然后由混频器104利用LO 110产生的基准频率114进行混频向下变成IF频率。然后，混频输出116由IF部分106进行滤波和可能进行放大，和经解调器108解调产生基带信号118。

直接转换接收器(一般也称为“零差(homodyne)”接收器)与超外差接收器100的不同之处在于去掉IF部分106，因此，通常称为“零频率”接收器。直接转换接收器通过对接收的RF信号进行直接转换产生基带信号来操作。直接转换接收器利用混频器将接收的RF信号与以大约与RF频率相等的频率操作的LO产生的频率信号进行混频。

在图2中，示出了直接转换接收器前端200的示范性实施方案。输入的RF信号202由放大器204(譬如，一般称为“LNA”的低噪声放大器)接收。放大器204放大输入的RF信号202，产生输入两个混频器208和210中的放大信号206。然后，混频器208和210将放大信号206与本机振荡器216和正交(即，90°)相移器218产生的基准信号212和相移信号214混频。基准信号212具有中心大约在接收输入RF信号202的信道频率上的频率。正交相移器218通过将基准信号212相移大约90°产生相移信号214。

混频器208产生同相(“I-信道”)输出信号220和混频器210产生正交(“Q-信道”)输出信号222。然后，用低通滤波器(“LPF”)224滤波同相输出信号220，产生同相输出信号226。类似地，用LPF 228滤波正交输出信号222，产生正交输出信号230。

遗憾的是，直接转换接收器存在许多问题，包括杂散LO泄漏、失真和直流(“DC”)偏移等。在这些问题当中，DC偏移通常是最严重的，因为DC偏移可能出现在向下转换信号频谱的中间和可能大于接收信号本身。另外，DC偏移通常大于热和闪烁噪声。DC偏移是不可避免的，因为它是由于信号路径失配和杂散LO泄漏由晶体管电平放大器和滤波器引起的。

直接转换接收器中的杂散LO泄漏通常由被调谐到大约接收RF信号202的中心频率的LO 216引起。其结果是，一些LO能量可能通过混频器208和210及放大器204原路返回，和通过接收RF信号202的信号路径(可能是天线或传输线)传出。然后，这个LO能量可能变成与调谐到相同频率的其它接收器(未示出)的带内干扰。

如果LO能量从接收RF信号的信号路径(如反射LO能量路径232和234所示)反射回来，LO能量将再次进入混频器208和210和自向下转换，在混频器208和210的输出端上产生DC输出信号(未示出)，和输入直接转换接收器号的基带部分中。由于自混频，这种LO泄漏可能导致大的DC偏移。在基带部分的输入端上LO泄漏往往具有几十毫伏的数量级。这可能将基带部分内的任何有源部件驱动到它们的动态范围之外，使所需基带信号失真。其结果是，由于DC偏移问题的影响，通常难以在集成直接转换接收器中实现高性能。

举一个例子来说，典型高性能卫星接收器在它的基带部分中可能具有在大约40到70分贝(“dB”)的范围内的大增益。基带中的这种大增益通常将任何接收DC偏移和固有电路DC偏移放大成可能使卫星接收器中的基带电路饱和的信号电平。饱和电路最后可能生成将不幸地增加卫星接收器的器具损耗的谐波和互调音调。因此，为了提高直接转换接收器的性能，需要能够校正在直接转换接收器中产生的DC偏移的系统和方法。

52过去的尝试性解决方案包括通过电容耦合(也称为交流“AC”耦合)直接转换接收器的基带部分消除DC偏移。这种方案通常在向下转换信号路径中引入AC耦合，以便构成高通滤波部分来阻止DC偏移，和为了使信号损失可忽略不计，通常需要大的外部电容器产生低高通拐角频率。遗憾的是，大电容器可能降低直接转换接收器的响应时间。另外，直接转换接收器中的大电容器将使在单片IC内实现直接转换接收器变得困难，因为大电容器通常相应地消耗掉IC的很大区域。

基带部分的输入阻抗可能决定拐角频率，但通常输入阻抗的大幅变化也有可能使控制拐角频率的值变得困难。此外，AC耦合之后基带部分中的DC偏移得不到消除，这通常限制了分配给模拟基带部分的总容许增益。另外，基带部分中的多AC耦合也可能降低接收器系统设计的健全性。

对与AC耦合方案相联系的问题的尝试性解决方案显示在图3中。在图3中，示出了DC偏移校正伺服环路300，DC偏移校正伺服环路300带有环绕基带部分302的负反馈环路，其中，该反馈环路可以包括阻容性(“RC”)积分器304。基带部分302可以包括LPF 306和低噪声可变增益放大器308(“LNA-VGA”)。积分器304可以包括：配置成积分器的放大器310(譬如，运算放大器“Op Amp”)、以及一对电容器(每一个的值为“C”)312和314和一对电阻(每一个的值为“R”)。

作为一个操作例子，如果基带部分302具有A_ff的正向增益，DC偏移校正伺服环路300的所得高通传递函数将通过如下关系定义：

\frac{V_{o}}{V_{i}} = A_{ff} \frac{s}{s + \frac{A_{ff}}{RC}}

其中，V_i是基带部分302的输入电压320，V_o是基带部分302的输出电压320，和“s”是众所周知的拉普拉斯(Laplace)变换算符，它等于σ+jω。另外，DC偏移校正伺服环路300的3dB高通拐角频率将通过如下关系定义：

f_{3 db_hp} = \frac{A_{ff}}{2 πRC}

遗憾的是，虽然在一些状况下这种方案的确有助于补偿直接转换接收器中的DC偏移，但由于正向增益A_ff的影响，对于低拐角频率，它通过需要更高的电阻R和电容器C值来完成。其结果是，通常需要大的外部电阻和电容器，这又增加了整个直接转换接收器成本。另外，通常来源于反馈路径损伤的DC偏移将以正向增益A_ff放大到可能使反馈校正失败的点上。

因此，需要通过校正DC偏移提高当前已知直接转换接收器的性能的系统和方法。

发明内容

本发明公开了用于直接转换接收器的DC偏移校正系统。DC偏移校正系统可以包括与基带部分进行信号交换的DC反馈校正伺服环路，其中，DC反馈校正伺服环路与基带部分的输入端和输出端两者耦合。DC偏移校正系统还可以包括DC反馈校正伺服环路内的衰减器。衰减器能够生成衰减系数k_fb。DC反馈校正伺服环路还可以包括与基带部分的输出端进行信号交换的积分器电路、和与基带部分的输入端进行信号交换的组合器电路。

在示范性操作中，DC偏移校正系统可以执行一种方法，其处理来自基带部分的输出端的接收基带输出信号，以创建处理过的反馈信号，按衰减系数k_fb衰减处理过的反馈信号，以创建衰减反馈信号，和将衰减反馈信号发送到基带部分的输入端。

通过考查如下的附图和详细描述，本领域的普通技术人员将更清楚地了解本发明的其它系统、方法、特征和优点。我们的意图是，使所有这样的另外系统、方法、特征和优点都包括在这个描述中，都在本发明的范围之内，和都受所附权利要求书保护。

附图说明

附图中的部件未必按比例画出，而是着重于说明本发明的原理。在所有附图中，相同的标号自始至终表示相应的部件。

图1是现有超外差接收器的方块图；

图2是直接转换接收器前端的现有示范性实施方案的方块图；

图3是如图2所示的直接转换接收器前端中校正DC偏移的直流(“DC”)偏移校正伺服环路的现有示范性实施方案的方块图；

图4是利用DC偏移校正系统的直接转换接收器的示范性实施方案的方块图；

图5是如图4所示的直接转换接收器内DC偏移校正系统的另一种示范性

实施方案的方块图；

图6是如图4和图5所示的衰减器的示范性实施方案的方块图；和

图7是示出如图5所示的DC偏移校正系统的总频率响应的曲线图。

具体实施方案

本发明公开了一种校正出现在直接转换接收器中的DC偏移的直流(“DC”)偏移校正系统(这里称为“DC偏移校正系统”)。一般说来，DC偏移校正系统利用在反馈路径中应用衰减系数的改进DC反馈校正伺服环路。

在图4中，示出了利用DC偏移校正系统402的直接转换接收器400的示范性实施方案。直接转换接收器400可以包括DC偏移校正系统402和基带部分404、LNA 406、混频器408、和LO 410。基带部分404可以包括LPF 412和VGA-LNA 414，和DC偏移校正系统402可以包括积分器416、衰减器418、组合器420和可选控制器421。DC偏移校正系统402是能够利用衰减器418产生DC反馈校正伺服环路内的衰减系数k_fb的DC反馈校正伺服环路。

本领域的普通技术人员应该认识到，图4是为了简单起见未示出各个正交I和Q信道路径的直接转换接收器400的顶级方块图。但是，还应该认识到，LO 410在正交相移器(未示出)的帮助下能够产生正交基准频率，和混频器408实际上是一对I和Q混频器，这对I和Q混频器产生由基带部分404和DC偏移校正系统402两者处理的I-信道和Q-信道输出。

作为一个操作例子，直接转换接收器400从输入传输线(未示出)接收输入RF信号422，输入传输线可以是带状线、电线、同轴电缆、波导、光纤(在光信号的情况下)或从接收天线出发的其它类型信号路径。输入RF信号422馈入LNA 406中，LNA 406放大输入RF信号422和产生能够驱动混频器408的放大RF信号424。然后，混频器408接收放大RF信号424和将它与LO 410产生的频率基准信号426混频，其中，频率基准信号426具有大约等于输入RF信号422的频率的频率值。然后，混频器408产生已经向下转换成接近基带和可以包括许多谐波频率的混频输出信号428。然后，混频输出信号428穿过组合器420到达基带部分404中的LPF 412。LPF 412除去不想要的频率的谐波和让滤波信号430传递到VGA LAN 414。VGA LAN 414调整滤波信号430的增益和产生可以传递给直接转换接收器中的其它电路(未示出)或部件(未示出)的解调输出信号432。

DC偏移校正系统402通过反馈信号路径434接收一部分解调输出信号432来校正DC偏移。解调输出信号432通过反馈信号路径434反馈到积分器416。积分器416可以是积分解调输出信号432和产生传递给衰减器418的反馈信号436的RC型积分器。然后，衰减器418衰减反馈信号436和产生传递给组合器420的衰减信号438。然后，组合器420将衰减信号438与混频输出信号428组合在一起和使所得组合信号440反馈到LPF 412。

可选控制器421可以通过诸如系统通信总线之类的控制路径(未示出)确定基带部分404的增益A_ff，和通过将控制信号(未示出)发送到衰减器418调整衰减系数k_fb，以便衰减系数k_fb追踪基带部分404的增益A_ff。控制器421可以被实现成典型微控制器、微处理器、处理器、专用集成电路(“ASIC”)和/或数字信号处理器(“DSP”)。

在图5中，示出了直接转换接收器502内的DC偏移校正系统500的的示范性实施方案。直接转换接收器502可以包括DC偏移校正系统500和基带部分504、VGA-LNA 506、混频器508、和LO 510。基带部分504可以包括LPF 512和VGA-LNA 514，和DC偏移校正系统500可以包括积分器516、衰减器518、组合器520和可选控制器521。积分器516可以包括：配置成积分器的放大器522(譬如，Op Amp)、以及一对电容器(每一个的值为“C”)524和526和一对电阻(每一个的值为“R”)528和530。DC偏移校正系统500是能够利用衰减器518产生DC反馈校正伺服环路内的衰减系数k_fb的DC反馈校正伺服环路。

作为一个操作例子，直接转换接收器502从输入传输线(未示出)接收输入RF信号532，输入传输线可以是带状线、电线、同轴电缆、波导、光纤(在光信号的情况下)或从接收天线出发的其它类型信号路径。输入RF信号532馈入VGA-LNA 506中，VGA-LNA 506放大输入RF信号532和产生能够驱动混频器508的放大RF信号534。然后，混频器508接收放大RF信号534和将它与LO 510产生的频率基准信号536混频，其中，频率基准信号536具有大约等于输入RF信号532的频率的频率值。然后，混频器508产生已经向下转换成接近基带和通常包括许多频率谐波的混频输出信号538。然后，混频输出信号538穿过组合器520到达基带部分504中的LPF 512。LPF 512除去不想要的频率谐波和让滤波信号540传递到VGA LAN 514。VGA LAN 514调整滤波信号540的增益和产生可以传递给直接转换接收器中的其它电路(未示出)或部件(未示出)的解调输出信号542。

DC偏移校正系统500通过反馈信号路径544接收一部分解调输出信号542来校正DC偏移。解调输出信号542通过反馈信号路径544反馈到积分器516。积分器516可以是一种积分解调输出信号542和产生传递给衰减器518的反馈信号546的RC型积分器。然后，衰减器518衰减反馈信号546，产生传递给组合器520的衰减信号548。然后，组合器520将衰减信号548与混频输出信号538组合在一起和使所得组合信号550反馈到LPF 512。在本例中，组合器520从混频输出信号538中减去衰减信号548。

另外，如果基带部分502具有A_ff的正向增益和衰减器具有k_fb的衰减系数(其中，k_fb的幅度值等于或大于1)，所得高通传递函数将通过如下关系描述：

\frac{V_{o}}{V_{i}} = A_{ff} \frac{s}{s + \frac{A_{ff} k_{fb}}{RC}}

其中，V_i是到VGA-LNA 506的输入电压552，V_o是基带部分504的输出电压554，和“s”是众所周知的拉普拉斯变换算符，它等于σ+jω。另外，DC偏移校正系统500的3dB高通拐角频率将通过如下关系定义：

f_{3 dB_hp} = \frac{A_{ff} k_{fb}}{2 πRC}

从传递函数关系中可以认识到，衰减系数k_fb将传递函数高通极点或拐角频率移到较低值上。因此，对于所需的拐角频率，较大的衰减系数k_fb导致较小的电阻R和电容器C的值。其结果是，即使在，例如，可能需要大约4kHz的拐角频率的卫星广播通信系统中需要较低的拐角频率时，也完全可以在单个IC上实现DC偏移校正系统500。

衰减系数k_fb也能够衰减来自组合器520之前的反馈积分器部分516的DC偏移。因此，该系统可以将衰减系数k_fb设置到即使在基带部分504中存在大的增益，也不会使基带部分504的元件(譬如，LPF 512和VGA-LNA 542)饱和的值，以便将降低来自反馈的DC偏移。这样，衰减系数k_fb使得能够用一个伺服环路而不是多个环路进行高增益基带部分504的DC偏移校正，因为衰减系数k_fb补偿了来自基带部分504的大增益影响。

此外，本领域的普通技术人员还应该认识到，衰减系数k_fb的引入为人们提供了广泛的自由度，因为衰减系数k_fb可以这样一种方式与正向增益A_ff配合协作，即在可以从例如VAGC生成电路(未示出)中生成的经过数字编码的正向基带增益A_ff值的大范围上为DC偏移伺服环路维持短DC偏移回复时间(settling time)。

作为一个例子，衰减系数k_fb可以通过将一个电阻用于与Sallen-Key RC滤波器的相加来实现，其中，衰减系数k_fb可以通过反馈电阻与如图6所示的输入路径中的电阻的比值来实现。

此外，DC偏移校正系统500也可以利用连续时间开环积分器取代RC积分器516来实现。非RC连续时间开环积分器的例子可以包括GmC和/或MOSFET-C积分器。因此，DC偏移校正系统500可以用于包括各个块的DC偏移校正的许多应用。有关MOSFET-C积分器的例子，请参阅2001年11月6日颁发给Mihai Banui的发明名称为“可变阻抗电路”的美国专利第6,313,687号，特此全文引用以供参考。

与AC耦合不同，在操作过程中，DC偏移校正系统500不阻止基带部分504中的信号，因此，通过反馈引起高通操作。DC偏移校正系统500提供了不能由基带部分504之前的AC耦合完成的、对基带部分504(即，DC偏移校正系统500的伺服环路的正向路径)中的子部(包括LPF 512和VGA-LNA 514)生成的任何偏移的校正。其结果是，DC偏移校正系统500使正向路径中伺服环路内部的基带部分504的每个子部的输入上保留少量残余DC偏移。因此，利用DC偏移校正系统500可以更加放宽这些子部的任何限幅电平要求。

在没有由DC偏移校正系统500的衰减器518产生的衰减系数k_fb的情况下，传统伺服环路方案对于具有大增益的典型基带部分，将需要大的电容器和电阻来降低高通拐角频率。通常，这将增加整个接收器系统的成本，因为非DC偏移校正系统方案通常将需要在IC上导致额外引脚的片外电阻和/或电容器。

因此，由于衰减器518产生的衰减系数k_fb，DC偏移校正系统500使得能够实现带有高增益基带部分504的直接转换接收器502的单片IC。这样，DC偏移校正系统500不需要嵌在基带部分504内的多个DC偏移伺服环路。此外，可以将衰减系数k_fb调整成追踪基带部分504的增益A_ff，以便维持短的DC偏移回复时间和相对恒定的拐角频率。可选控制器521可以通过诸如系统通信总线之类的控制路径(未示出)确定基带部分504的增益A_ff，和通过将控制信号(未示出)发送到衰减器518调整衰减系数k_fb，以便衰减系数k_fb追踪基带部分504的增益A_ff。控制器521可以被实现成典型微控制器、微处理器、处理器、专用集成电路(“ASIC”)和/或数字信号处理器(“DSP”)。

图7是示出如图5所示的DC偏移校正系统500的总频率响应的曲线图700。曲线图700示出了用dB表示的直接转换接收器502的增益702与用赫兹(“Hz”)表示的对数频率704之间的关系。第一迹线706是没有偏移伺服环路的系统的增益，第二迹线708示出了有偏移伺服环路的系统的增益，和第三迹线710示出了带有衰减器518产生的衰减系数k_fb的系统的增益。

在图4、5和6中描述的处理可以由硬件或软件完成。如果该处理由软件完成，该软件可以驻留在控制器521中的软件存储器(未示出)和/或一些可换式存储媒体(未示出)中。存储器中的软件可以包括实现逻辑功能(即，可以以诸如数字电路或源代码之类的数字形式或以诸如模拟电路或诸如模拟电、声音或视频信号之类的模拟源之类的模拟形式实施方案的“逻辑关系”)的可执行指令的有序列表，和可以有选择地在任何计算机可读(或信号承载)媒体中具体化，或者计算机可读(或信号承载)媒体与指令执行系统、装置或设备，譬如，基于计算机的系统、包含处理器的系统、或可以有选择地从指令执行系统、装置或设备中取出指令和执行这些指令的其它系统使用或与指令执行系统、装置、或设备结合在一起使用。在本文件的全文中，“计算机可读媒体”和/或“信号承载媒体”是可以包含、存储、通信、传播、或传输供指令执行系统、装置或设备使用或与指令执行系统、装置或设备结合在一起使用的程序的任何方案。例如，计算机可读媒体有选择地可以是，但不局限于电子、磁、光、电磁、红外、或半导体系统、装置、设备、或传播媒体。更具体的例子，即，计算机可读媒体的“非穷尽列表”将包括如下：含有一条或多条电线的电连接(“电”)、便携式计算机磁盘(“磁”)、RAM(随机访问存储器)(电子)、只读存储器(“ROM”)(电子)、可擦除可编程只读存储器(“EPROM”或闪速存储器)(电子)、光纤(光)、和便携式只读光盘存储器(“CDROM”)(光)。请注意，计算机可读媒体甚至可以是其上印刷程序的纸或另一种适用媒体，因为可以通过例如纸或其它媒体的光扫描以电子方式获取程序，然后，如有必要，以适当方式编译、翻译，或其他处理该程序，然后，将程序存储在存储器中。

虽然已经描述了本申请的各种各样实施例，但对于本领域的普通技术人员来说，显而易见，许多更进一步的实施例和实施方案也在本发明的范围之内。因此，除了根据所附权利要求书及其等效物之外，本发明不受其它限制。前面对实施方案的描述是为了例示和描述的目的给出的。它不是穷尽的，也不是使提出权利要求的发明局限于所公开的确切形式。可以根据上面的描述作出各种各样的修改和改进或可以通过具体实施本发明进行各种各样的修改和改进。例如，所述的实施方案包括软件，但本发明可以作为硬件和软件的组合体或只用硬件来实现。还请注意，该实施方案可以因系统而异。权利要求书及其等效物规定了本发明的范围。

Claims

1.一种用于直接转换接收器的直流偏移校正系统，直接转换接收器包括含有输入端和输出端的基带部分，直流偏移校正系统包含：

与基带部分进行信号交换的直流反馈校正伺服环路，其中，该直流反馈校正伺服环路与基带部分的输入端和输出端两者耦合；和

直流反馈校正伺服环路内的衰减器。

2.根据权利要求1所述的直流偏移校正系统，其中，该直流反馈校正伺服环路包括：

与基带部分的输出端进行信号交换的积分器电路；和

与基带部分的输入端进行信号交换的组合器电路。

3.根据权利要求2所述的直流偏移校正系统，其中，该衰减器能够生成衰减系数k_fb。

4.根据权利要求3所述的直流偏移校正系统，其中，该衰减器包括电阻和Sallen-Key RC滤波器。

5.根据权利要求2所述的直流偏移校正系统，其中，该积分器电路是RC滤波器。

6.根据权利要求2所述的直流偏移校正系统，其中，该积分器电路是非RC滤波器。

7.根据权利要求1所述的直流偏移校正系统，其中，该衰减器能够生成衰减系数k_fb。

8.根据权利要求7所述的直流偏移校正系统，其中，该衰减器包括电阻和Sallen-Key RC滤波器。

9.根据权利要求8所述的直流偏移校正系统，其中，进一步包括与基带部分和衰减器进行信号交换的控制器。

10.根据权利要求3所述的直流偏移校正系统，其中，进一步包括与基带部分和衰减器进行信号交换的控制器。

11.根据权利要求1所述的直流偏移校正系统，其中，进一步包括与基带部分和衰减器进行信号交换的控制器。

12.一种用于直接转换接收器的直流偏移校正系统，直接转换接收器包括含有输入端和输出端的基带部分，直流偏移校正系统包含：

直流反馈校正伺服环路内用于产生衰减系数k_fb的装置，该衰减装置与基带部分的输入端进行信号交换。

13.根据权利要求12所述的直流偏移校正系统，其中，该直流反馈校正伺服环路包括：

用于积分来自基带部分的输出端的接收信号的装置；和

用于将衰减装置产生的衰减反馈信号与到达基带部分的输入端的接收信号组合在一起的装置。

14.根据权利要求13所述的直流偏移校正系统，其中，该衰减装置能够生成衰减系数k_fb。

15.根据权利要求14所述的直流偏移校正系统，其中，该衰减装置包括电阻和Sallen-Key RC滤波器。

16.根据权利要求13所述的直流偏移校正系统，其中，该积分装置包括RC滤波器。

17.根据权利要求13所述的直流偏移校正系统，其中，该积分装置包括非RC滤波器。

18.一种利用直流偏移校正系统校正直接转换接收器中的直流偏移的方法，直接转换接收器包括含有输入端和输出端的基带部分，该方法包含：

处理来自基带部分的输出端的接收基带输出信号以创建处理过的反馈信号；

按衰减系数k_fb衰减处理过的反馈信号以创建衰减反馈信号；和

将衰减反馈信号发送到基带部分的输入端。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，该处理包括用积分器电路积分接收基带输出信号。

20.根据权利要求17所述的方法，其中，该衰减包括将一个电阻用于与Sallen-Key RC滤波器的相加生成衰减系数k_fb。

21.根据权利要求19所述的方法，其中，该衰减系数k_fb是通过反馈电阻与作为Sallen-Key RC滤波器的输入路径中的电阻的比值实现的。

22.根据权利要求17所述的方法，其中，该发送包括将衰减反馈信号与正输入到基带部分的输入信号组合在一起。