CN1855685A - 用于对诸如冷阴极荧光灯等高压负载供电的、具有调相双端桥式拓朴结构的dc－ac变换器 - Google Patents

Abstract

一种基于调相双端半桥式或全桥式拓扑结构的DC－AC变换器向诸如冷阴极荧光灯等用于对液晶显示器背光照明的负载提供AC电源。第一和第二变换级产生具有相同的频率和振幅、但其间具有受控的相位差的相应的第一和第二正弦电压。通过采用压控延迟电路来控制第一和第二正弦电压之间的相位差，该变换器能够改变跨负载的相对两端产生的合成电压差的振幅。

Description

用于对诸如冷阴极荧光灯等高压负载供电的、具有调相双端桥式拓朴结构的 DC-AC变换器

相关申请的交叉引用

本发明涉及2005年1月31日提交的、共同待批的美国专利申请第11/046,976(后文称为′976申请)中公开的主题，该申请名为“Phase Shift Modulation-BasedControl of Amplitude of AC Voltage Ouptut Produced By Double-Ended DC-ACConverter Circuitry for Powering High Voltage Load such as Cold Cathode FluorescentLamp”(对由用于对诸如冷阴极荧光灯等高压负载供电的双端DC-AC变换器电路产生的AC电压输出的振幅的基于移相调制的控制)，发明人为Lyle Jr.等人，转让给本申请的受让人且其公开内容结合于此。另外，本发明要求以下每一项的优先权：2005年4月20日提交的、L.Lyle Jr.等人的共同待批的美国专利申请第60/673,123号，该申请名为“DC-AC Converter Having Phase-Modulated，Doulbe-Ended，Half-Bridge Topology For Powering High Voltage Load Such As ColdCathode Fluorescent Lamp”(用于为诸如冷阴极荧光灯等高压负载供电的、具有调相双端半桥式拓朴结构的DC-AC变换器)，并转让给本发明的受让人，且其公开内容结合于此；以及2005年4月20日提交的、Robert L.Lyle Jr.等人的共同待批的美国专利申请第60/673,122号，该申请名为“DC-AC Converter HavingPhase-Modulated，Double-Ended，Full-Bridge Topology For Powering High VoltageLoad Such As Cold Cathode Flurescent Lamp”(用于为诸如冷阴极荧光灯等高压负载供电的、具有调相双端全桥式拓朴结构的DC-AC变换器)，并转让给本申请的受让人，且其公开内容结合于此。

技术领域

本发明一般涉及电源系统及其子系统，尤其涉及用于控制跨诸如用于对液晶显示器进行背光照明类型的冷阴极荧光灯(CCFL)等高压装置的相对两端所施加的AC电压的合成振幅的、基于调相双端(半和全)桥式拓朴结构的装置和方法。

背景技术

现有需要一个或多个高压AC电源的各种电气系统。作为一个非限制性示例，诸如在台式和膝上型计算机中或在诸如大尺寸电视屏幕等较大的显示器应用中采用的液晶显示器(LCD)需要一组直接安装在其背后以进行背光照明的相关联的冷阴极荧光灯(CCFL)。在这些和其它应用中，CCFL的点火和连续工作要求施加范围从几百到几千数量级的高AC电压。向这些装置提供这类高压通常是使用若干种方法中的一种来实现的。

第一种技术涉及使用单端激励系统，其中将高压AC电压产生和控制系统通过变压器耦合到灯的一端/近端，而从电压产生和控制系统到灯的另一端/远端的连接是通过高压电线来实现的。这些电线可以相对较长(例如，4英尺或更长)，从而使得它们比低压电线更昂贵；另外，通过电容性耦合接地，它们丢失了大量的能量。该方法也是非常不合需要的，因为它涉及在馈送灯的激励端的高压变压器电路中产生非常高的峰值AC电压。

另一种方法是将高压变压器和诸如MOSFET或双极晶体管等相关联的电压开关器件放置在接近灯的远端处；这些装置连接到灯的近端处的本地控制器并由其控制。该方法具有类似于第一种方法的缺点，因为需要门(或基极)激励电线来承载高峰值电流，并且为有效的耦合起见必需以高转换速度换级。所需的长电线由于其固有电感并不容易地适合于这些转换速度；另外，由于其实质上的电阻，它们会丢失能量。

依照以上引用的′976申请中公开的发明，常规的高压AC电源系统体系结构，包括用于对为LCD平板背光照明的CCFL提供AC电源的系统的这些和其它缺点通过一种双端DC-AC变换器体系结构而得以有效的消除，该体系结构可用于激励诸如CCFL等负载的相对两端，其第一和第二正弦电压具有相同的频率和振幅，但其间具有受控的相位差。通过控制第一和第二正弦电压之间的相位差，可能控制跨负载的相对两端产生的合成电压差的振幅。

依照第一个电压激励推拉式实施例，′976申请中公开的发明是通过第一和第二电压馈电推拉式DC-AC变换级来实现的，其各自的输出端口耦合到负载(CCFL)的相对两端。每一推拉式变换级包含一对脉冲发生器，它们产生占空比为50％的相同振幅和频率的相位补充矩形波脉冲信号。这些相位补充脉冲信号用于控制诸如各自的MOSFET等一对受控开关器件的开/关导通，该对开关器件的源-漏极通路耦合在升压变压器的中心抽头的初级线圈的参考电压端(例如，接地)和相对端之间。升压变压器的初级线圈的中心抽头被耦合到DC电压源，它担当该DC-AC变换级的DC电压馈电。升压变压器的次级线圈具有耦合到参考电压(例如，接地)的第一端，以及通过RLC输出滤波器耦合到两个输出端口中的一个的第二端。RLC电路将跨升压变压器的次级绕组产生的一般为矩形的波输出变换成一般为正弦的波形。

在操作中，由两个脉冲发生器产生的占空比为50％的、补充相位矩形波形的输出脉冲串以互补的方式交替地开启和关闭MOSFET。不论开启哪个MOSFET都会提供从电压源馈电通过中心抽头的初级绕组的一半以及该MOSFET的漏极-源通路到接地的电流通路。相应变换级的两个MOSFET的导通周期的交替具有产生跨该级的升压变压器的次级绕组的、占空比为50％的一般为矩形的输出脉冲波形。该电压波形的振幅对应于变压器的次级：初级匝数比与电压馈电源的DC电压值的两倍的乘积。这一一般为矩形的波形的形状由RLC滤波器变换成相对形状良好的正弦波形，该波形被提供给两个输出端口中的一个，由此被提供给负载(CCFL)的一端。

受控的移相机制用于可控制地对由变换级之一的输出RLC滤波器产生的正弦波按照相对于由另一变换级的输出RLC滤波器产生的正弦波形的相位规定的量进行移相。可控地施加在两个输出端口处的正弦波形之间的这一差分移相具有修改在两个输出端口之间产生的合成AC信号的形状由此修改其振幅的效果。

在由两个变换级生成的两个波形之间产生递增相位偏移量可通过向由变换级之一的脉冲发生器产生的脉冲串施加相对于由另一变换级的脉冲发生器产生的脉冲串的受控的延迟量来实现。两个脉冲串之间的延迟量将控制跨输出端口产生的合成AC波形的形状，由此控制其振幅。

′976申请中公开的发明的第二电流馈电实施例包括第一和第二电流馈电的推拉式DC-AC变换级，其各自的输出端口如第一实施例中那样耦合到诸如CCFL等负载的相对两端。如同在第一实施例中一样，电流馈电的双端推拉式DC-AC变换级用于产生具有相同频率和振幅，但其间具有受控的相位差的第一和第二正弦电压，这用于对跨负载的相对两端产生的合成AC电压的振幅进行调制。

如同在第一实施例中一样，每一电流馈电的变换级具有一对互补脉冲发生器，它们产生占空比为50％的相位补充矩形输出脉冲信号。每一矩形波信号被施加于诸如受控继电器等受控开关器件的控制终端，用于可控制地中断耦合在规定的参考电压(例如，接地)与升压变压器的电容和中心馈电初级绕组的并联连接的一端之间的电流通路，这形成了谐振回路电路，它用于将固定频率和振幅的谐振正弦波形输送到变压器的次级绕组。升压变压器的初级绕组的中心抽头通过电阻和电感耦合到DC电压源，DC电压源用作该变换级的电流馈电。

在操作中，由一对脉冲发生器产生的占空比为50％的补充相位矩形波形输出脉冲串以互补的方式交替地开启和关闭受控开关。无论何时闭合开关，就建立了从电池端通过电感和电阻到变压器的初级绕组的中心抽头并从该中心抽头开始，通过初级绕组的一半到达电阻的电流通路，该闭合电流通路经由开关到接地。在关闭了一个开关和开启另一个开关之后的规定时间，反转对开关的控制输入的两个脉冲信号输入的状态。由于变压器的初级绕组的固有惯性性质，通过其的电流不直接停止流动。相反，来自初级绕组的电流流入与初级绕组并联连接的电容的一侧。

由升压变压器的电容和初级绕组形成的谐振回路可得到变压器的电容和初级绕组之间的电流的阻尼振荡，这用于跨次级绕组感应正弦波形。谐振回路电容的一侧上的波形是二分之一正极性正弦波，而电容的另一侧上的波形是二分之一负极性正弦波。施加于输出端口之一的两个二分之一正弦波的合成是固定振幅、频率和相位的正弦波。

为可控制地对提供给一个输出端口的合成正弦波相对于另一输出端口进行移相，由一个变换级的脉冲发生器产生的50％占空比的补充脉冲串中的转变相对于由另一级的脉冲发生器产生的脉冲串而递增地延迟，以可控制地对提供给一个输出端口的正弦波相对于另一输出端进行移相。如同在电压馈电实施例中一样，对由电流馈电实施例的推拉式DC-AC变换级产生的两个正弦波形的相位进行递增地偏移用于改变或调制跨两个输出端产生的合成波形的振幅。

压控延迟电路用于定义施加于该发明的实施例的相应推拉式DC-AC变换级中的脉冲发生器的补充脉冲串之间的相对延迟，且由此控制跨激励负载产生的合成AC波形的振幅。递增地改变施加于压控输入的DC电压的大小用于可控制地调整由一对脉冲发生器产生的50％占空比的脉冲串相对于由另一对脉冲发生器产生的脉冲串的转变之间的延迟，以可控制地对提供给一个输出端的合成正弦波相对于施加于另一输出端的正弦波进行移相。这用于对跨负载的相对两端产生的合成AC电压的振幅进行调制。

发明内容

本发明针对一种用于执行上述用于控制跨高压装置的相对两端施加的AC电压的合成振幅的基于调相双端桥式拓扑结构的方法和装置的功能的不同实现。具体地，本发明针对一种半桥和全桥式拓扑结构，它如上述推拉式实现一样，可用于激励诸如CCFL等负载的相对两端，其第一和第二正弦电压具有相同的频率和振幅，但其间具有受控的相位差，使得它能够改变跨负载的相对两端产生的合成电压差的振幅。

基于半桥式拓扑结构的实施例包括第一半桥式DC-AC变换级，它包含产生占空比为50％的、一般为矩形的输出电压波形。该矩形波形被施加于诸如MOSFET等受控开关器件的控制终端，该开关器件的源-漏极通路耦合在规定的DC电源线和输出节点之间。输出节点耦合到升压变压器的初级绕组的第一端。到初级绕组的耦合路径包括初级绕组的漏电感。升压变压器具有实质上非常小的次级-初级匝数比，使得跨其次级绕组产生的电压在比施加于其初级绕组的电压大几个数量级的数量级上。变压器的初级绕组的第二端耦合到引向接地的电容。

该半桥式DC-AC变换级还包含第二脉冲发生器，它也产生占空比为50％的、一般为矩形的输出波形，且其频率和振幅与由第一脉冲发生器产生的矩形波形相同，但相位相反。由第二脉冲发生器产生的矩形波形被施加于另一MOSFET的控制终端，该MOSFET的源-漏极通路耦合在规定的DC电源线(例如，接地)和输出节点之间。

由于两个脉冲发生器产生的电压波形具有相同的振幅和频率，但是相位相反，因此只要一个MOSFET被开启，另一个就被关闭，反之亦然。当开启第一MOSFET时，与初级绕组耦合的电容通过第一MOSFET的源-漏极通路充电到电压线的值。当第一MOSFET被关闭时，另一MOSFET被开启，使得可通过另一MOSFET的源-漏极通路来放电到接地。这导致50％占空比的方形波被施加于变压器的初级线圈，且具有响应于24伏摆动施加于其初级绕组，跨升压变压器的次级绕组产生几千伏数量级的50％占空比输出波形的效果。

升压变压器的次级线圈的第一端耦合到引向接地的电阻，而第二端耦合至对负载进行馈电的第一输出端口。电阻具有对应于该负载的电阻量的电阻量。将次级绕组耦合到输出端口的路径包括次级绕组的漏电感。一电容耦合在第一输出端口和变压器的次级绕组的第一端之间。漏电感和电容形成了具有次级绕组的LC/谐振电路，这用于将跨变压器的次级绕组产生的一般为矩形的波形转换成第一输出端口的一般为正弦的波形。第二半桥式DC-AC变换级被配置成本质上与第一DC-AC变换级相同，且用于在第二输出端口处产生一般为正弦的波形，该第二输出端口如上所述适用于耦合到高压负载(例如，CCFL)的另一端。

半桥式拓扑结构的操作使得用于控制两个半桥式DC-AC变换级的转换的波形之间的相对较大的相位差可有效地跨负载产生振幅相对较大的正弦电压，而用于控制两个半桥式DC-AC变换级的转换的波形之间的相对较小或可忽略的相位差可有效地跨负载产生振幅相对较小或几乎为零的合成电压。

依照一个较佳实现，本发明的半桥式拓扑结构包括实现第一变换级的脉冲发生器的第一双激励级，以及实现第二变换级的脉冲发生器的第二双激励级。使用相位偏移量控制级来调制施加于输出端口的波形之间的相位差，由此控制跨负载施加的合成电压。第一双激励级包括其输入耦合的触发器，以接收频率对应于要在输出端口处产生的预期正弦波的频率的输入时钟信号。该双态触发器的Q和QBAR输出耦合到激励第一对MOSFET的门输入的双激励级的各自的激励器，类似地，第二双激励级包括其输入予以耦合的双态触发器，以接收如由相位偏移控制级内的压控延迟电路提供的输入时钟信号的可控制延迟的形式。依照一个非限制的示例，该压控延迟电路可以压控单步来实现。第二双态触发器的Q和QBAR输出耦合到激励第二对MOSFET的门输入的第二双激励级的各自的激励器。

压控延迟级具有耦合到误差信号放大器的输出的控制输入，以及耦合到第二双激励级的双态触发器的输入的输出。误差信号放大器的同相(+)输入耦合到绝对值电路的输出，后者的输入耦合到引向接地的电阻，并耦合到第一升压变压器的次级绕组。误差信号放大器的反相(-)输入予以耦合以接收控制电压，该控制电压用于建立施加在两个输出端口之间，且由此跨负载施加的合成电压差。具体地，该控制电压用于控制由压控延迟施加至输入时钟信号的延迟，且由此控制施加于两个双态触发器的时钟信号之间的相位偏移量。

对于对应于CCFL的负载的示例，施加于误差信号放大器的电压可对应于用于与控制电压的大小成正比地设置CCFL的亮度的亮度代表电压。如上指出的，施加于负载的相对两端的相应的电压波形之间的相位差越大，跨负载形成的电压差也越大。为此，当施加于误差信号放大器的亮度控制电压变化时，误差信号放大器的输出也会对应地改变由压控延迟电路施加至输入时钟信号的延迟，以改变用于触发两个双态触发器的两个时钟信号之间的相位差。

由此，施加于误差信号放大器的延迟/亮度电压可从第一或最小值(例如，零伏)递增或逐渐上升至第二相对较大的值。在最小控制电压(零伏)的附近，由压控延迟电路施加的延迟或相位偏移量是相对较小的值，使得两个输出波形之间的相位偏移量相对较小，得到具有尖峰信号形状特征的波形，这跨负载产生非常小或几乎为零的合成电压。另一方面，在控制电压的相对较大的值附近，由压控延迟电路施加的延迟或相位偏移量是相对较大的值，使得两个输出波形之间的相位偏移量也是一个较大的值，达到具有一般为阶梯形状特征的波形，以跨负载产生振幅相对较大的正弦电压。

基于全桥式拓扑结构的实施例包括包含第一脉冲发生器电路的第一DC-AC变换级，第一脉冲发生器产生第一组占空比为50％的、一般为矩形的输出电压波形。这些波形被施加于诸如MOSFET等第一和第二对受控开关器件的控制终端，开关器件的源-漏极通路耦合在第一和第二DC电源终端(例如，24VDC和接地)以及第一输出节点之间。第一输出节点耦合到第一升压变压器的初级绕组的第一端。包含第二脉冲发生器电路的第二DC-AC变换级也产生一组占空比为50％的、一般为矩形的输出电压波形。这些波形被施加于第一和第二对受控开关器件(MOSFET)的控制终端，开关器件的源-漏极通路耦合在第一和第二DC电源终端(例如，24VDC和接地)以及第二输出节点之间。第二输出节点耦合到第二升压变压器的初级绕组的第二端。

第一和第二升压变压器的每一个具有实际上非常大的次级-初级匝数比，使得跨其次级绕组产生的电压在比施加于初级绕组的电压大几个数量级的数量级上(例如，在几千伏的数量级上)。电容跨两个升压变压器的次级绕组耦合，以形成IC/储能电路，该电路用于将跨两个变压器的次级绕去产生的一般为矩形的波形变换成第一和第二输出端口处一般为正弦的波形。

由于由脉冲发生器电路产生的电压波形具有相同的振幅和频率，但是相位相反，因此只要一对MOSFET被开启，另一对MOSFET就被关闭，反之亦然。当相应DC-AC变换级的第一对MOSFET被开启时，在通过开启的MOSFET和两根电压线之间(例如，24VDC和接地之间)的初级绕组的第一方向上提供电流通路。当该级的第二对MOSFET被开启时，在通过开启的MOSFET和两根电压线之间(例如，24VDC和接地之间)的初级绕组的第二且相反方向上提供电流通路。这可导致相应的DC-AC变换级的次级线圈产生一般为方形波的信号，该信号由其相关联的平滑储能电路平滑成正弦波形。由第一和第二DC-AC变换级产生的两个正弦波形被耦合到负载的相对两端。通过调制这两个正弦波形之间的相位差，本发明能够改变跨负载的相对两端产生的合成电压差的振幅。对于CCFL的情况，这意味着调相可被转换成CCFL亮度的可控变化。

依照一个较佳实施例，施加于误差信号放大器的第一输入的电压可对应于用于与控制电压的大小成正比地设置CCFL的亮度的亮度代表电压，该误差信号放大器的第二输入予以耦合以跟踪跨CCFL的电压。误差信号放大器的输出用于调制由压控延迟电路施加于时钟信号的延迟，以改变用于触发激励两个DC-AC变换级各自的MOSFET对的触发器的两个时钟信号之间的相位差。

附图说明

图1图示本发明的用于对诸如冷阴极荧光灯等负载进行供电的DC-AC控制器和激励器体系结构的双端半桥式变换器实施例。

图2、3和4是在由变换器提供给负载的相对两端的正弦输出电压之间的实质相移的情况下，与图1的调相双端半桥式拓扑结构DC-AC变换器的操作相关联的波形图，以实现跨负载的相对较大的差分正弦电压。

图5、6和7是在由变换器提供给负载的相对两端的正弦输出电压之间相对较小的相移的情况下，与图1的调相双端半桥式拓扑结构DC-AC变换器的操作相关联的波形图，以实现跨负载的相对较小的差分正弦电压。

图8图示图1的双端半桥式变换器装置的DC-AC控制器和激励器体系结构的实际实现的一个非限制示例。

图9、10、11和12是在由变换器提供给负载的相对两端的正弦输出电压之间的从相对较小的移相值到相对较大的移相值的移相变化的情况下，与基于调相双端半桥式的DC-AC变换器的操作相关联的波形图，作为施加于图8的误差信号放大器的亮度控制电压的变化的结果。

图13图示本发明的用于对诸如冷阴极荧光灯等负载供电的DC-AC控制器和激励器体系结构的双端全桥式变换器实施例。

图14、15和16是在由变换器提供给负载的相对两端的正弦输出电压之间的大相位差的情况下，与图13的基于调相双端全桥式的DC-AC变换器的操作相关联的波形图，以实现跨负载的相对较大的差分正弦电压。

图17、18和19是在由变换器提供给负载的相对两端的正弦输出电压之间的相对较小的相移的情况下，与图13的基于调相双端全桥式的DC-AC变换器的操作相关联的波形图，以实现跨负载的相对较小的差分正弦电压。

图20图示用于图13的双端全桥式变换器装置的DC-AC控制器和激励器体系结构的实际实现的一个非限制示例。

图21、22、23和24是在由变化器提供给负载的相对两端的正弦输出电压之间的移相从相对较小的移相值到相对较大的移相值的变化的情况下，与基于调相双端全桥式的DC-AC变换器的操作相关联的波形图，作为施加于图20的误差信号放大器的亮度控制电压的变化结果。

具体实施方式

在详细描述本发明的DC-AC变换器体系结构的基于调相的、双端的、基于半桥式拓扑结构和基于全桥式拓扑结构的实施例之前，应当观察到，本发明主要在于常规的受控电源电路和部件的规定的新颖排列。因此，这些电路和部件的构造以及它们可以与诸如冷阴极荧光灯等激励负载接口的方式的部分都在附图中通过容易理解的示意性框图以及相关联的波形图来示出，该波形图仅示出了涉及本发明的那些具体方面，以不会模糊详细的公开内容，该公开内容对于得益于此处的描述的本领域技术人员是很容易清楚的。由此，示意性框图主要旨在以方便的功能分组示出本发明的各种实施例的主要部件，由此可更容易地理解本发明。

首先将注意力针对图1，其中示意性地示出了本发明的调相双端DC-AC变换器的基于半桥式拓扑结构的实施例，该实施例包括第一和第二半桥式DC-AC变换级10和20，其各自的输出端口11和21耦合到负载30的相对两端，负载诸如但不限于冷阴极荧光灯(CCFL)。如将在下文中详细描述的，双端半桥式DC-AC变换级10和20中相应的各个用于产生具有相同频率和振幅，但其间具有受控或已调制相位差的第一和第二正弦电压波形，该相位差用于对跨负载(CCFL)30的相对两端产生的合成或复合电压波形的振幅进行调制。

为此，第一半桥式DC-AC变换级10包括第一脉冲发生器110，它产生占空比为50％的一般为矩形的输出电压波形。这一矩形波形被施加于受控开关器件120的控制终端121。依照一个非限制性但较佳的实施例，受控开关器件120可以通过MOSFET来实现，其源-漏极通路耦合在规定的DC电源线122(例如，24伏，如图所示)和输出节点123之间。MOSFET 120的输出节点123耦合到升压变压器140的初级绕组130的第一端131。到初级绕组的耦合路径包括初级绕组的漏电感，如124处所示。升压变压器140具有实质上非常小的次级-初级匝数比，使得跨其次级绕组160产生的电压在比施加于其初级绕组的电压大几个数量级的数量级上。变压器的初级绕组130的第二端132耦合到引向接地的电容133。

半桥式DC-AC变换级10还包括第二脉冲发生器112，它产生占空比为50％，且频率和振幅相同，但相位相对于由脉冲发生器110产生的矩形波形相反的一般为矩形的输出波形。由脉冲发生器112产生的矩形波形被施加于另一受控开关器件150的控制终端151，该开关器件150如开关器件120一样，可由如MOSFET来实现。MOSFET 150的源-漏极通路耦合在规定的DC电源线152(例如，接地)和输出节点123之间。

由于脉冲发生器110和112产生的电压波形具有相同的振幅和频率，但相位相反，因此只要开关/MOSFET 120被开启，开关/MOSFET 150就被关闭，反之亦然。当MOSFET 120被开启时(MOSFET 150被关闭)，则通过MOSFET 120的源-漏极通路对电容133充电至电压线122的值(在本示例中为24V)。当MOSFET120被关闭时，MOSFET 150被开启，使得可通过MOSFET 133的源-漏极通路对电容133放电到接地。这导致占空比为50％的方形波被施加于变压器140的初级线圈130。由于变压器140是具有实际上非常小的次级-初级匝数比的升压变压器，如上所述，这具有响应于施加于其初级绕组的24伏摆动而跨次级绕组160产生几千伏数量级的占空比为50％的输出波形的效果。

升压变压器140的次级线圈160具有通过电阻163耦合到参考电压(例如，接地)的第一端161，以及耦合到第一输出端口11的第二端162。电阻163具有对应于负载30的电阻的电阻。将次级绕组耦合到输出端口11的路径被示出为包括次级绕组漏电感164。电容165耦合在变压器次级绕组160的输出端口11和第一端161之间。漏电感164和电容165形成了具有次级绕组160的LC电路，用于将跨变压器140的次级绕组160产生的一般为矩形的波形变换成输出端口11处的一般为正弦的波形。如上所述，输出端口11适用于耦合到诸如CCFL等高压负载130的一端。

第二半桥式DC-AC变换级20被配置成基本上与第一DC-AC变换级相同，且包括第一脉冲发生器210，它产生具有与第一半桥式DC-AC变换级的脉冲发生器产生的波形相同频率和振幅、且占空比为50％的一般为矩形的电压波形。该矩形波形被施加于受控开关器件220的控制终端221。如在第一变换器级10中那样，受控开关器件220可通过MOSFET来容易地实现，MOSFET的源-漏极路径耦合在DC电源线122(例如，24伏)和输出节点223之间。受控开关/MOSFET 220的输出节点223耦合到升压变压器240的初级绕组230的第一端231。这一耦合路径包括变压器初级绕组的漏电感224。变压器的初级绕组230的第二端232耦合到引向接地的电容233。

半桥式DC-AC变换级20还包括第二脉冲发生器212，它产生占空比为50％，且频率和振幅与脉冲发生器210产生的矩形波形相同，但相位相反的一般为矩形的输出波形。由脉冲发生器121产生的矩形波形被施加于另一受控开关器件250的控制终端251，被示出为以MOSFET来实现，其源-漏极路径耦合在规定的DC电源线252(例如，接地)和输出节点223之间，输出节点耦合到升压变压器240的初级绕组230的第一端231。

如同第一变换级10的情况一样，由第二变换级20的脉冲发生器210和212产生的波形具有相同的振幅和频率，但相位相反，使得只要MOSFET 220被开启，MOSFET 250就被关闭，反之亦然。当MOSFET 220被开启时(MOSFET 250被关闭)，通过MOSFET 220的源-漏极通路对电容233充电至电压线122的值(24V)。当MOSFET 220被关闭时，MOSFET 250被开启，使得可通过MOSFET 250的源-漏极通路对电容233放电至接地。如同第一变换级10的情况一样，这导致50％占空比的方形波被施加于变压器240的初级绕组230。变压器240也是具有大的次级-初级匝数比的升压变压器，这具有响应于施加于其初级绕的波形的24伏摆动而跨其次级绕组260产生几千数量级的50％占空比的输出波形的效果。

升压变压器240的次级线圈260具有耦合到参考电压(例如，接地)的第一端261，以及耦合到第二输出端口21的第二端262。从次级线圈260到第二输出端口21的路径包括次级绕组260的漏电感263。电容264耦合在变压器的次级绕组260的输出端口21和第一端261之间。漏电感263和电容264形成了具有第二绕组的储能电路，用于将跨次级绕组260产生的矩形波形变换成输出端口21处一般为正弦的波形。如上所述，输出端口21适用于耦合到诸如CCFL 30等高压负载的一端，这与第一端口11相反。

上述图1的双端半桥式拓扑结构DC-AC变换器的操作可参考图2-7来容易地理解，其中图2-4与输入波形与由半桥式DC-AC变换级10和20产生的所得的输出电压波形之间的相对较大的相位差相关联，而图5-7与输入波形与由半桥式DC-AC变换级10和10产生的所得的输出电压波形之间的相对较小的相位差相关联。

更具体地，图2示出了以50％占空比的脉冲波形交替地开启和关闭MOSFET120和150的情况，以产生一般为方波的波形信号201，其振幅在两个电源线电压(0和24伏)之间改变，且被施加于半桥式DC-AC变换级10的升压变压器140的初级绕组130。波形202对应于输出端口11处产生的正弦输出电压波形。如图2所示，该正弦输出电压具有与波形201相同的频率，以及在+/-500VDC的数量级的值之间变化的振幅。

类似地，图3示出了以50％占空比的脉冲波形交替地开启和关闭半桥式DC-AC变换级20的MOSFET 220和250的情况，以产生一般为方波的波形信号301，其振幅也在两个电源线电压(0和24伏)之间变化，且被施加于升压变压器240的初级绕组230。波形302对应于输出端口21处产生的输出电压波形。如图3所示，该输出电压波形具有与波形301相同的频率，以及在+/-1400VDC的数量级的值之间变化的振幅。也要注意，图3的波形301和302相对于图2的波形201和202有大量的相移。

图4示出了跨(CCFL)负载30产生的图2和3的两组波形的合成。如此处所示的，两个波形201和301的合成401具有一般为阶梯形的特征，而两个正弦波形202和302的合成是正弦波，其频率与波形202和302的每一个相同，但具有+/-1900VDC数量级上的合成振幅。由此，从图2-4中可以看到，用于控制两个半桥式DC-AC变换级的开关的波形之间相对较大的相位差可有效地产生跨负载30的振幅相对较大的正弦电压。

图5类似于图2，它示出了以50％占空比的波形交替地开启和关闭MOSFET120和150的情况可以产生一般为方波的信号501，其振幅在两个电源线电压(0和24伏)之间变化，且被施加于半桥式DC-AC变换级10的升压变压器140的初级绕组130。波形502对应于输出端口11处产生的输出正弦电压。如图5所示，该正弦输出电压具有与波形501的频率相同的频率，以及在+/-1500VDC的数量级的值之间变化的振幅。

图6示出了以50％占空比的波形交替地开启和关闭半桥式DC-AC变换级20的MOSFET开关220和250的情况，这产生了一般为方波的波形信号601，其振幅在两个电源线电压(0和24伏)之间变化，且被施加于升压变压器240的次级绕组230。波形602对应于输出端口201处产生的正弦输出电压波形。如图6所示，该正弦输出电压具有与波形601相同的频率，以及在+/-1500VDC的数量级的值之间变化的振幅。要注意，图6的波形601和602相对于图5的波形501和502仅有可忽略的相移量。

图7示出了跨(CCFL)负载30产生的图5和6的两组波形的合成。如此处所示的，两个一般为方波的波形501和601的合成702具有“尖峰信号”的特征，其中“尖峰信号”类似于一般在邻近波形501和601的低-高和高-低转变处发生的瞬变701。两个正弦波形502和602的合成702所得的振幅在零伏DC的数量级上。由此，用于控制两个半桥式DC-AC变换级的开关的波形之间相对较小或可忽略的相位差可有效地跨负载30产生非常小或几乎为零的合成电压。

注意力现在针对图8，图8图示了用于图1的双端半桥式变换器装置的DC-AC控制器和激励器体系结构的实际实现的一个非限制示例。具体地，图8示出了实现图1的第一变换级10的脉冲发生器110和112的第一双激励级810，以及实现图1的第二变换级20的脉冲发生器210和212的第二双激励级820，以及相位偏移量控制级830，该控制级用于对施加于输出端口11和21的波形之间的相位差进行调制，由此控制跨负载30施加的合成电压。图8的电路的剩余部分与图1所示的相同，且不再描述。

第一双激励级810包括其输入予以耦合以接收输入线812上的输入时钟信号的触发器811，输入时钟信号具有对应于要在输出端口11和12处产生的预期正弦波形的频率的频率。双态触发器811的Q和QBAR输出耦合到双激励级815的相应激励器813和814，激励器激励MOSFET 120和150的门输入。第二双激励级820包括其输入予以耦合以接收输入线812上的输入时钟信号的可控延迟形式的双态触发器821，该延迟由相位偏移量控制级830中的压控延迟电路831来提供。依照一个非限制示例，压控延迟电路可以压控单步来实现。双态触发器821的Q和QBAR输出耦合到双激励级825的相应激励器823和824，激励器激励MOSFET 220和250的门输入。

在相位偏移量控制级830内，压控延迟级831具有耦合到输入线812的信号输入832、耦合到误差信号放大器840的输出的控制输入833、以及耦合到第二双激励级820的双态触发器821的输入的输出834。误差信号放大器840的同相(+)输入841耦合到绝对值电路850的输出，后者的输入耦合到电阻163。误差信号放大器840的反相(-)输入842予以耦合以接收控制电压，该控制电压用于建立施加在输出端口11和21之间，由此跨负载30施加的合成电压差。具体地，控制电压用于控制由压控延迟电路831对施加于线812的输入时钟信号所给予的延迟，由此时钟信号之间的相位偏移量被施加于双态触发器811和821。

对于对应于CCFL的负载30的示例，施加于误差信号放大器840的输入842的电压可对应于用于与控制电压的大小成正比地设置CCFL的亮度的亮度代表电压V BRT。如上文关于图2-4和图5-7的描述所指出的，施加于负载的相对两端的相应电压波形之间的相位差越大，跨负载形成的电压差越大。为此，当施加于误差信号放大器输入842的电压改变时，误差信号放大器的输出也对应地改变由压控延迟电路831施加于输入时钟信号的延迟，以改变用于双态触发器811和821的两个时钟信号之间的相位差。由此，如图9所示，施加于误差信号放大器的延迟控制电压V BRT可从901处的第一或最小值(例如，零伏)递增或逐渐上升到902处的第二相对较大的值。

如图10和11中所示的，在最小控制电压(零伏)的附近，由压控延迟电路831施加的延迟或相位偏移量是相对较小的值，使得两个输出波形之间的相位偏移量相对较小，从而得到图12中所示具有一般为阶梯形特征的波形1201，如上文参考图5-7所描述的，它跨负载产生非常小或几乎为零的合成电压。另一方面，在相对较大的控制电压值附近，由压控延迟电路831施加的延迟或相位偏移量是相对较大的值，使得两个波形之间的相位偏移量也是较大的值，得到图12所示的具有一般为阶梯形特征的波形1202，如上文参考图2-4所示的，它跨负载产生振幅相对较大的正弦电压。

注意力现在针对图13，其中图示出了本发明的调相双端DC-AC变换器的基于全桥式拓扑结构的实施例，包括第一和第二全桥式DC-AC变换级1310和1320，其各自的输出端口1311和1321耦合到诸如但不限于冷阴极荧光灯(CCFL)等负载1330的相对两端。如同图1的半桥式拓扑结构的情况一样，如上所述，图13的基于全桥式拓扑结构的实施例的DC-AC变换器1310和1320的相应的一个用于产生第一和第二正弦电压波形，它们具有相同的频率和振幅，但其间有受控或已调制的相位差，这可有效地对跨负载(CCFL)1330的相对两端产生的合成或复合电压波形的振幅进行调制。

为此，第一全桥式DC-AC变换级1310包括第一脉冲发生器1311，它产生占空比为50％的一般为矩形的输出电压波形。该矩形波形被施加于第一受控开关器件1320的控制终端1321。依照一个非限制但较佳的实施例，第一受控开关器件1120可通过MOSFET来实现，其源-漏极路径耦合在规定的DC电源线1322(例如，24伏，如图所示)和第一输出节点1323之间。MOSFET 1320的第一输出节点1323耦合到升压变压器1340的初级绕组1330的第一端1331。到初级绕组1330的耦合路径包括初级绕组的漏电感，如1324处所示。升压变压器1340具有非常大的次级-初级匝数比，使得跨其次级绕组1360产生的电压在比施加于其初级绕组的电压大几个数量级的数量级上。初级绕组1330的第二端1332耦合到被示出为MOSFET1350的第二受控开关器件的第二输出节点1353，该MOSFET的源-漏极路径耦合在第二输出节点和参考电势终端(例如，接地(GND))1354之间。MOSFET 1350的控制(门)终端1351耦合到第二脉冲发生器1312的输出，第二脉冲发生器产生与第一脉冲发生器1311的脉冲输出同步的脉冲信号，使得MOSFET 1320和1350可同时被开启和关闭。

全桥式DC-AC变换级1310还包括第三脉冲发生器1313，它产生占空比为50％的一般为矩形的输出波形，且其频率和振幅与分别由第一和第二脉冲发生器1311和1312产生的矩形波的频率和振幅相同，而相位相反。由第三脉冲发生器1313产生的矩形波形被施加于被示出为MOSFET的第三受控开关器件1370的控制终端1371。MOSFET 1370的源-漏极路径耦合在第一输出节点1323和参考电势终端1354之间。第四脉冲发生器1314产生与第三脉冲发生器1313的输出同步且匹配的一般为矩形的输出波形，其输出耦合到被示出为MOSFET 1380的第四开关器件的控制输入(门)1381，该MOSFET的源-漏极路径耦合在参考电势终端1322和第二输出节点1353之间。

由于分别由第一和第二脉冲发生器1311和1312产生的电压波形具有与分别由第三和第四脉冲发生器1313和1314产生的电压波形相同的振幅和频率，但相位相反，因此只要MOSFET 1320和1350被开启，MOSFET 1350和1370就被关闭，反之亦然。当MOSFET 1320和1350被开启(MOSFET 1370和1380被关闭)时，电流在以下路径中流动：从(24V)电压线1322，到MOSFET 1320的源-漏极路径，经电感1324流入初级绕组1330的第一端1331，从初级绕组1330的第二端1332流出，经MOSFET 1350的源-漏极路径到接地终端1354。相反，当MOSFET 1370和1380被开启(MOSFET 1320和1350被关闭)，则电流在通过以下路径的相反方向上流动：从(24V)电压线1322，到MOSFET 1380的源-漏极路径，流入初级绕组1330的第二端1332，从初级绕组1330的第一端1331流出，经MOSFET 1370的源-漏极路径到接地端1354。

这导致振幅为24伏的占空比50％的方波被施加于变压器1340的初级线圈1330。由于变压器1340是具有非常大的次级-初级匝数比的升压变压器，因此如上所述，这具有响应于施加于初级绕组1330的24伏摆动而跨其次级绕组1360产生几千伏数量级的50％占空比输出波形的效果。

升压变压器1340的次级线圈1360具有通过电阻1363耦合到参考电压(例如，接地)的第一端1361，以及耦合到第一输出端口1311的第二端1362。电阻1363具有对应于负载1330的电阻的电阻，且在下文参考图20描述的实际实现中，用于监视跨负载的电压。将次级绕组1360耦合到输出端口1311的路径被示出为包括次级绕组漏电感1364。电容1365耦合在变压器次级绕组1360的输出端口1311和第一端1361之间。漏电感1364和电容1365形成了具有第二绕组1360的LC/储能电路，它用于将跨变压器1340的次级绕组1360产生的一般为矩形的波形变换成输出端口1311处一般为正弦的波形。如上所述，输出端口1311适用于耦合到诸如CCFL等高压负载1330的一端。

第二全桥式DC-AC变换级1220被配置成基本上与第一DC-AC变换级相同，且包括第一脉冲发生器1411，它产生占空比为50％的一般为矩形的输出电压波形。该矩形波形被施加于被示出为MOSFET的第一受控开关器件1420的控制终端1421，该MOSFET的源-漏极路径耦合在DC电源线1322和第一输出节点1423之间。MOSFET 1420的第一输出节点1423耦合到升压变压器1440的初级绕组1430的第一端1431。到初级绕组的耦合路径包括1424处示出的初级绕组的漏电感。如同升压变压器1340一样，升压变压器1440具有非常大的次级-初级匝数比，使得跨其次级绕组1460产生的电压在比施加于其初级绕组的电压大几个数量级的数量级上。变压器初级绕组1430的第二端1432耦合到被示出为MOSFET 1450的第二受控开关器件的第二输出节点1453，该MOSFET的源-漏极路径耦合在第二输出节点1453和接地1354之间。MOSFET 1450的控制(门)终端1451耦合到第二脉冲发生器1412的输出，后者产生与第一脉冲发生器1411的脉冲输出同步的脉冲信号，使得MOSFET 1420和1450同时被开启和关闭。

DC-AC变换级1320还包括第三脉冲发生器1413，它产生占空比为50％，且与分别由第一和第二脉冲发生器1411和1412产生的矩形波形频率和振幅相同，但相位相反的一般为矩形的输出波形。由第三脉冲发生器1413产生的矩形波形被施加于被示出为MOSFET的第三受控开关器件1470的控制终端1471。MOSFET 1470的源-漏极通路耦合在第一输出节点1423和参考电势终端1354之间。第四脉冲发生器1414产生与第三脉冲发生器1413的输出同步且匹配的一般为矩形的输出波形，其输出耦合到被示出为MOSFET 1480的第四开关器件的控制输入(门)1481，MOSFET 1480的源-漏极通路耦合在(24V)参考电势终端1322和第二输出节点1453之间。

如同DC-AC变换级1310的情况一样，由于分别由第一和第二脉冲发生器1411和1412产生的电压波形具有与分别由第三和第四脉冲发生器1413和1414相同的振幅和频率，但相位相反，因此只要MOSFET 1420和1450被开启，MOSFEET 1450和1470就被关闭，反之亦然。当MOSFET 1420和1450被开启(MOSFET 1470和1480被关闭)，电流在以下路径中流动：从(24V)电压线1322，经MOSFET1420的源-漏极通路和电感1424流入初级绕组1430的第一端1431，从初级绕组1430的第二端1432流出，经MOSFET 1450的源-漏极路径到接地终端1354。另一方面，当MOSFET 1450和1480被开启(MOSFET 1420和1450被关闭)时，电流在通过以下路径的相反方向上流动：从(24V)电压线1322，经MOSFET 1480的源-漏极通路流入初级绕组1430的第二端1432，从初级绕组1430的第一端1431流出，经MOSFET 1470的源-漏极通路到接地终端1354。这导致振幅为24伏的占空比50％的方波被施加于变压器1440的初级线圈1430。由于变压器1440是具有非常大的次级-初级匝数比的升压变压器，因此如上所述，这具有响应于施加于初级绕组1430的24伏摆动，跨次级绕组1460产生几千伏数量级的占空比50％的输出波形。

升压变压器1440的次级线圈1460具有耦合到参考电压(例如，接地)的第一端1461，以及耦合到第二输出端口1321的第二端1462。将次级绕组耦合到第二输出端口1321的路径被示出为包括次级绕组漏电感1464。电容1465耦合在变压器次级绕组1460的第二输出端口1321和第一端1461之间。漏电感1464和电容1465形成了具有次级绕组1460的LC/储能电路，用于将跨变压器1440的次级绕组1460产生的一般为矩形的输出波形变换成第二输出端口1321处的一般为正弦的波形。如上所述，第二输出端口1321适用于耦合到高压负载(CCFL 1330)的第二端。

图13的双端DC-AC变换器的全桥式拓扑结构实施例的操作可参考图14-19的波形来容易地理解，其中图14-16与输入波形和由全桥式拓扑结构实施例的DC-AC变换级1310和1320产生的合成输出电压之间的相对较大的相位差相关联，而图17-19与输入波形和由全桥式DC-AC变换级1310和1320产生的合成输出电压波形之间的相对较小的相位差相关联。

更具体地，图14示出了以50％占空比的脉冲波形交替地开启和关闭DC-AC变换级1310中的MOSFET对1320/1350和1370/1380的情况，以产生一般为方波的波形信号1501，其振幅在两个电源线电压(24伏和接地)之间变化，且被施加于全桥式DC-AC变换级1310的升压变压器1340的初级绕组1330。波形1502对应于在第一输出端口1311处产生的正弦输出电压波形。如图14所示，该正弦输出电压具有与波形1501相同的频率，以及在+/-500VDC的数量级的值之间变化的振幅。

类似地，图15示出了以50％占空比的脉冲波形交替地开启和关闭全桥式DC-AC变换级1320中的MOSFET对1420/1450和1470/1480的情况，以产生一般为方波的波形信号1511，其振幅也在两个电源线电压(0和24伏)之间变化，且被施加于升压变压器1440的初级绕组1430。波形1512对应于第二输出端口1321处产生的输出电压波形。如图15所示，该输出电压波形具有与波形1511相同的频率，以及在+/-1400VDC的数量级的值之间变化的振幅。要注意，图15的波形1511和1512相对于图14的波形1501和1502有大量的相移。

图16示出了跨(CCFL)负载1330产生的图14和15的两组波形的合成。如此处所示的，两个一般为方波的波形1501和1511的合成1521具有一般为阶梯形的特征1521，而两个正弦波形1502和1512的合成1522是与波形1502和1512的每一个频率相同的正弦波形，但具有+/-1900VDC数量级的合成振幅。由此，从图14-16中可以看到，用于控制两个半桥式DC-AC变换级的开关的波形之间相对较大的相位差可有效地跨负载1330产生振幅相对较大的正弦电压。

图17类似于图14，它示出了以50％占空比的波形交替地开启和关闭MOSFET对1320/1350和1370/1380的情况，以产生一般为方波的信号1531，其振幅在两个电源线电压(0和24伏)之间变化，且被施加于全桥式DC-AC变换级1310的升压变压器1340的初级绕组1330。波形1532对应于输出端口1311处产生的输出正弦电压。如图17所示，该正弦输出电压具有与波形501相同的频率，以及在+/-1500VDC的数量级的值之间变化的振幅。

图18示出了以占空比50％的波形交替地开启和关闭图13的全桥式拓扑结构的DC-AC变换级1320的MOSFET对1420/1450和1470/1480的情况，从而产生一般为方波的波形信号1541，其振幅在两个电源线电压(0和24伏)之间变化，且被施加于升压变压器1440的初级绕组1430。波形1542对应于输出端口1321处产生的正弦输出电压波形。如图18所示，该正弦输出电压具有与波形1541相同的频率，以及在+/-1500VDC数量级的值之间变化的振幅。要注意，图18的波形1541和1542相对于图17的波形1531和1532仅有可忽略相移量。

图19示出了跨(CCFL)负载1330产生的图17和18的两组波形的合成。如此处所示的，两个一般为方波的波形1531和1541的合成1551具有“尖峰信号”特征，其中“尖峰信号”类似于一般在邻近方波1531和1541的低-高和高-低转变处出现的瞬变1552和1553。两个正弦波形1532和1542的合成1554具有零伏DC数量级的合成振幅。由此，用于控制两个全桥式DC-AC变换级的波形之间相对较小或可忽略的相位差可有效地跨负载1330产生非常小或几乎为零的合成电压。

图20图示出了用于图13的双端变换器装置的DC-AC控制器和激励器体系结构的全桥式拓扑结构的实际实现的一个非限制示例。具体地，图20示出了实现图13的第一DC-AC变换级1310的四个脉冲发生器1311、1312、1313和1314的第一四元组激励级2010，以及实现图13的第二DC-AC变换级1320的四个脉冲发生器1411、1412、1413和1414的第二四元组激励级2020。图20也示出了相位偏移量控制级2030，它用于对施加于输出端口1311和1321的波形之间的相位差进行调制，由此控制跨负载1330施加的合成电压。图20的电路的剩余部分与图13所示的相同，且不再描述。

第一四元组激励级2010包括其输入予以耦合来接收输入线2012上的输入时钟信号的双态触发器2011，该输入时钟信号具有对应于要在输出端口1311和1312处产生的预期正弦信号频率的频率，双态触发器2011的Q输出与激励器2013和2014的输入共同耦合，且其QBAR输出与激励器2015和2016共同耦合。激励器2013和2014的输出分别耦合到MOSFET 1320和1350的门输入，而激励器2015和2016的输出分别耦合到MOSFET 1370和1380的门输入。第二四元组激励级2020包括双态触发器2021，其输入予以耦合以接收输入线2012上的输入时钟信号的可控的延迟形式，该延迟由相位偏移量控制级2030内的压控延迟电路2031提供。依照一个非限制示例，压控延迟电路2031可以压控单步来实现。双态触发器2021的Q输出与激励器2023和2024的输入共同耦合，且其QBAR输出与激励器2025和2026的输入共同耦合。激励器2023和2024的输出分别耦合到MOSFET 1420和1450的门输入，而激励器2025和2026的输出分别耦合到MOSFET 1470和1480的门输入。

在相位偏移量控制级2030内，压控延迟级2031具有耦合到输入线2012的信号输入2032、耦合到误差信号放大器2040的控制输入2033、以及耦合到四元组激励级2020的双态触发器2021的输入的输出2034。误差信号放大器2040的同相(+)输入2041耦合到绝对值电路2050的输出，后者的输入耦合到电阻1363。误差信号放大器的反相(-)输入2042予以耦合以接收控制电压，控制电压用于建立施加在输出端口1311和1321之间，且由此跨负载1330施加的合成电压差。具体地，控制电压用于控制由压控延迟级2031对施加于线2012的输入时钟信号所给予的延迟，且由此控制信号之间的相位偏移量被施加于双态触发器2011和2021。

对于对应于CCFL的负载1330的示例，施加于误差信号放大器2040的输入2042的电压可对应于用于与控制电压的大小成正比地设置CCFL的亮度的亮度代表电压V BRT。如上文关于图14-16以及图17-19的描述所指出的，施加于负载的相对两端的相应电压波形之间的相位差越大，跨负载形成的差分AC电压的振幅就越大。即，当施加于误差信号放大器输入2042的电压变化时，误差信号放大器2040将对应地改变由压控延迟电路2031施加于输入时钟信号的延迟，以改变用于触发器2011和2021的两个使用信号之间的相位差。由此，如图21所示，施加于误差信号放大器2040的延迟控制电压V BRT可从2101处所示的第一或最小值(例如，零伏)递增或逐渐上升到2102处所示的第二相对较大的值。

如图22和23中所示的，在最小控制电压(零伏)附近，由压控延迟电路2031施加的延迟或相位偏移量是相对较小的值，使得两个输出波形之间的相位偏移量也相对较小，得到图24所示的具有一般为尖峰信号形状的部分2401的波形，这类似于上文参考图17-19所描述的；并且跨负载产生非常小或几乎为零的合成电压。另一方面，在控制电压的相对较大值的附近，由压控延迟电路2031施加的延迟或相位偏移量是相对较大的值，使得两个输出波形之间的相位偏移量也是较大的值，得到图24所示的具有一般为阶梯形的特征的波形2402，这类似于上文参考图14-16所描述的；并且跨负载产生振幅相对较大的正弦电压。

如可以从以上描述中理解的，常规的高压AC电源系统体系结构，包括用于对用于对LCD平板背光照明的CCFL提供AC电源的系统的缺点由本发明的DC-AC变换器体系结构的调相双端半桥式和全桥式拓扑结构有效地消除，每一拓扑结构可用于以第一和第二正弦电压激励诸如CCFL等负载的相对两端，其中第一和第二正弦电压具有相同的频率和振幅，但其间具有受控的相位差。通过控制第一和第二正弦电压之间的相位差，本发明的半桥式和全桥式拓扑结构能够改变跨负载的相对两端产生的合成电压差的振幅。

尽管示出并描述了依照本发明的多个基于桥式拓扑结构的实施例，但是可以理解，本发明不限于此，且允许本领域的技术人员已知的众多变化和修改。因此，并不期望限于此处所示和描述的细节，而是旨在覆盖本领域的普通技术人员所清楚的所有这些变化和修改。

Claims (26)

1.一种用于对高压负载提供AC电源的装置，包括第一和第二调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级，所述DC-AC变换级用于以第一和第二正弦电压激励所述负载的相对两端，所述第一和第二正弦电压具有相同的频率和振幅，但其间具有已调制的相位差，所述DC-AC变换级可有效地改变跨所述负载的相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一和第二调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级的每一个包括半桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，一相应的半桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级包含一对脉冲发生器，所述脉冲发生器产生振幅和频率相同、但相位相反、且占空比为50％的相位补充脉冲信号，所述相位补充脉冲信号用于控制一对受控开关器件以及通过其耦合在第一和第二参考电压终端之间的电流通路的开启/关闭导通，并且其中，所述开关器件的公共连接被耦合到升压变压器的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端被耦合到引向规定电压的电容，所述升压变压器具有耦合到谐振滤波器电路的次级线圈，所述谐振滤波器电路用于将跨所述升压变压器的次级绕组产生的一般为矩形的波输出变换成一般为正弦的波形。

4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，由所述变换级之一的谐振滤波器电路产生的正弦波形的相位相对于由另一变换级的谐振滤波器电路所产生的正弦波形的相位来调制，以修改所述负载的所述相对两端之间产生的合成AC电压差的振幅。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，还包括压控延迟电路，用于向由所述变换级中的所述一个的脉冲发生器产生的脉冲串施加相对于所述变换级中的所述另一个的脉冲发生器产生的脉冲串的受控延迟量，所述两个脉冲串之间受控的延迟量控制跨所述负载的所述相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述负载包括冷阴极荧光灯(CCFL)。

7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述压控延迟电路包括误差信号放大器，所述误差信号放大器予以耦合以接收代表跨所述CCFL的电压的电压以及亮度控制电压，其大小控制所述CCFL的亮度。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一和第二调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级的每一个包括全桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，一相应的全桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级包含一对脉冲发生器，所述脉冲发生器产生振幅和频率相同、但相位相反、且占空比为50％的相位补充脉冲信号，所述相位补充脉冲信号用于控制第一和第二对受控开关器件以及通过其耦合在第一和第二参考电压终端之间的电流通路的开启/关闭导通，并且其中，第一对开关器件的公共连接耦合到升压变压器的初级线圈的第一端，而第二对开关器件的公共连接耦合到升压变压器的初级线圈的第二端，所述升压变压器具有耦合到谐振滤波器电路的次级线圈，所述谐振滤波器电路用于将跨所述升压变压器的次级绕组产生的一般为矩形的波输出变换成一般为正弦的波形。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，由所述变换级之一的谐振滤波器电路产生的正弦波形的相位相对于由另一变换级的谐振滤波器电路产生的正弦波形的相位来调制，以修改所述负载的所述相对两端之间产生的合成AC电压差的振幅。

11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括压控延迟电路，用于向由所述DC-AC变换级中的所述一个的脉冲发生器产生的脉冲信号施加相对于所述DC-AC变换级中的所述另一个的脉冲发生器产生的脉冲信号的受控延迟量，所述两个脉冲信号之间受控的延迟量控制跨所述负载的所述相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述负载包括冷阴极荧光灯(CCFL)。

13.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述压控延迟电路包括误差信号放大器，所述误差信号放大器予以耦合以接收代表跨所述CCFL的电压的电压以及亮度控制电压，其大小控制所述CCFL的亮度。

14.一种向高压负载提供AC电源的方法，包括以下步骤：

(a)以由第一调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级产生的、具有规定频率和振幅的第一正弦电压激励所述负载的第一端；

(b)以由第二调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级产生的、具有所述规定频率和振幅的第二正弦电压激励所述负载的第二端；

(c)调制所述第一和第二正弦电压之间的相位差，以改变跨所述负载的相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一和第二调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级的每一个包括半桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，一相应的半桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级包含一对脉冲发生器，所述脉冲发生器产生振幅和频率相同、但相位相反、且占空比为50％的相位补充脉冲信号，所述相位补充脉冲信号用于控制一对受控开关器件以及通过其耦合在第一和第二参考电压终端之间的电流通路的开启/关闭，并且其中，所述开关器件的公共连接耦合到升压变压器的初级线圈的第一端，所述初级线圈的第二端耦合到引向规定电压的电容，所述升压变压器具有耦合到谐振滤波器电路的次级线圈，所述谐振滤波器电路用于将跨所述升压变压器的次级绕组产生的一般为矩形的波输出变换成一般为正弦的波形。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，步骤(c)包括对由所述变换级中的一个的谐振滤波器电路产生的正弦波形的相位，相对于由另一变换级的谐振滤波器电路产生的正弦波形的相位来进行调制，以修改所述负载的所述相对两端之间所产生的合成AC电压差的振幅。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，步骤(c)包括对由所述变换级中的所述一个的脉冲发生器产生的脉冲串施加相对于所述变换级中的所述另一个的脉冲发生器产生的脉冲串的受控延迟量，所述两个脉冲串之间受控的延迟量对所述第一和第二正弦电压之间的相位差进行调制，以改变跨所述负载的相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述负载包括冷阴极荧光灯(CCFL)。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，步骤(c)包括以误差信号放大器的输出激励压控延迟电路，所述误差信号放大器予以耦合以接收代表跨所述CCFL的电压的电压以及亮度控制电压，其大小控制所述CCFL的亮度。

21.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一和第二调相桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级的每一个包括全桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，一相应的全桥式拓扑结构构造的DC-AC变换级包含一对脉冲发生器，所述脉冲发生器生成振幅和频率相同、但相位相反、且占空比为50％的相位补充脉冲信号，所述相位补充脉冲信号用于控制第一和第二对受控开关器件以及通过其耦合在第一和第二参考电压终端之间的电流通路的开启/关闭导通，并且其中，第一对开关器件的公共连接耦合到升压变压器的初级线圈的第一端，而第二对开关器件的公共连接耦合到升压变压器的初级线圈的第二端，所述升压变压器具有耦合到谐振滤波器电路的次级线圈，所述谐振滤波器电路用于将跨所述升压变压器的次级绕组产生的一般为矩形的波输出变换成一般为正弦的波形。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，由所述变换级中的一个的谐振滤波器电路产生的正弦波形的相位相对于由另一变换级的谐振滤波器电路产生的正弦波形来调制，以修改跨所述负载的所述相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，步骤(c)包括向由所述变换级中的所述一个的脉冲发生器产生的脉冲串施加相对于由所述变换级中的所述另一个的脉冲发生器产生的脉冲串的受控延迟量，所述两个脉冲串之间受控的延迟量对所述第一和第二正弦电压之间的相位差进行调制，以改变跨所述负载的相对两端产生的合成AC电压差的振幅。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，所述负载包括冷阴极荧光灯(CCFL)。

26.如权利要求24所述的方法，其特征在于，步骤(c)包括以误差信号放大器的输出激励压控延迟电路，所述误差信号放大器予以耦合以接收代表跨所述CCFL的电压的电压以及亮度控制电压，其大小控制所述CCFL的亮度。

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