CN1846415A - 用于ofdm信号的两信道频偏估计的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

正交频分复用(OFDM)接收机利用两信道频偏估计方案，通过生成OFDM分组的细频偏而实现频率同步的改进。与延迟了一个及两个训练符号的持续时间的训练符号之间执行并发的自相关。分别在1.5个持续时间和0.5个持续时间上对各个相关输出求积分，以生成相移估计。所述相移估计被加权并合并，以生成细频偏估计，其被用于在对OFDM数据符号执行快速傅立叶变换(FFT)之前旋转所述数据符号的相位。

Description

用于OFDM信号的两信道频偏估计的系统和方法
相关申请的交叉引用：本申请与以下共同待审查的、被共同转让的美国专利申请有关，这些申请是2002年6月xx日递交的、名称为“RECEIVER AND METHOD TO DETECTAND SYNCHRONIZE WITH A SYMBOL BOUNDARY OF AN OFDM SYMBOL(检测并且与OFDM符号的符号边界同步的接收机和方法)”，序列号为xx/xxx,xxx，律所卷号为884.781usl(P13889)的专利申请，以及2002年7月xx日递交的、名称为“RECEIVER ANDMETHOD TO[TBD](对[TBD]的接收机和方法)”，序列号为xx/xxx,xxx，律所卷号为884.782usl(P13890)的专利申请。这些共同转让的专利申请作为参考被包括进来。
技术领域
本发明涉及无线通信，在一个实施方案中涉及用于正交频分复用(OFDM)通信的接收机。
背景技术
正交频分复用(OFDM)是一种多载波传输技术，它利用正交副载波在可用频谱内传输信息。因为副载波是相互正交的，所以例如与传统频分复用(FDM)系统中的独立信道相比，它们在可用频谱内可以相距近得多。为了帮助实现正交性，一个副载波在其他副载波的中心频率处可具有零值。副载波的正交性可有助于防止系统内副载波之间的干扰。在传输之前，可以用低速率数据流来调制副载波。OFDM符号的传输符号率可以比较低，因而传输的OFDM信号对于扩散在信道内的多径延时有很高的容忍度。正因为如此，很多当今的数字通信系统对于需要在具有多径反射和/或强干扰环境中生存的信号都转向使用OFDM作为调制方案。很多无线通信标准都已经采用了OFDM，例如包括IEEE 802.11a标准、数字视频广播陆地(DVB-T)广播标准、以及高性能无线电局域网(HiperLAN)标准。此外，有几个行业协会都在推荐OFDM用于固定无线接入系统，包括宽带无线因特网论坛和OFDM论坛。
OFDM系统的一个问题是：它们与单载波系统相比，可能对相位噪声和频移更为敏感。与单载波系统不同的是，OFDM系统中的相位噪声和频移会引入干扰，包括载波间干扰和符号间干扰。传统的OFDM系统使用循环前缀和/或特殊的训练符号来帮助实现频率同步，然而，在多径信道中的信道效应，例如线性失真使得这成为一项困难的任务。因此，总的来说需要一种改进OFDM系统中的频率同步的系统和方法。
附图说明
所附权利要求书是针对本发明各种实施方案的一部分。然而，具体实施方式部分与附图部分一起给出了对本发明更完整的理解，其中在整个附图中，相近的标号表示相似的项目，并且：
图1是根据本发明一个实施方案的正交频分复用(OFDM)接收机系统的简化框图；
图2是根据本发明一个实施方案的两信道频偏估计器的简化框图；
图3是根据本发明另一个实施方案的两信道频偏估计器的简化框图；以及
图4是根据本发明一个实施方案的两信道频偏估计过程的流程图。
具体实施方式
以下描述和附图说明了本发明的具体实施方案，足以使本领域的技术人员能够实现本发明。其他实施方案可以包括结构、逻辑、电气、处理以及其他方面的变化。实施例仅仅代表了可能的变体。除非明确要求，否则各个组件和功能都是可选的，并且操作顺序可以改变。一些实施方案中的若干部分和特征可以被包括在其他实施方案中，或者取代其他实施方案中的某些部分和特征。本发明的范围包括全部权利要求及所有等同物。
本发明涉及无线通信，在一个实施方案中涉及用于正交频分复用(OFDM)通信的接收机。根据一个实施方案，两信道频偏估计帮助实现OFDM接收机系统中的频率同步。两信道频偏估计生成细频偏估计，其可被用来在执行快速傅立叶变换(FFT)之前旋转OFDM数据符号的相位。
图1是根据本发明一个实施方案的正交频分复用(OFDM)接收机系统的简化框图。OFDM接收机系统100可以是无线通信设备的一部分，或者可以是单独的接收机的一部分。OFDM接收机系统100可以是以下无线通信设备的一部分，例如个人数字助手(PDA)、具有无线通信能力的膝上型计算机和便携计算机、万维网板、无线电话、无线耳机、寻呼机、短消息设备、MP3播放器、数码相机、以及其他可以无线收和/或发信息的设备。OFDM接收机系统100可以接收根据多载波传输技术，例如正交频分复用(OFDM)技术而发送的通信信号，其中OFDM技术可以使用基本正交的副载波在指定的频谱内传输信息。OFDM接收机系统100可以接收根据以下一种或多种通信标准的通信，例如IEEE 802.11a，b或g标准之一、数字视频广播陆地(DVB-T)广播系统、或者高性能无线电局域网(HiperLAN)标准。根据其他局域网(LAN)和无线局域网(WLAN)通信技术的通信也可适于由OFDM接收机系统100来接收。
OFDM接收机系统100可以包括RF接收单元102、数据符号处理单元104、短训练符号处理单元106和长训练符号处理单元108。RF接收单元102通过天线111接收信号，并生成代表OFDM符号的串行符号流110。天线111例如可以是偶极天线、单极天线环天线、微带天线、或者适于收和/或发OFDM信号的其他类型天线。在一个实施方案中，OFDM分组可以包括多个短训练符号和多个长训练符号，后面跟着数据符号。
在一个实施方案中，接收信号可以具有5到6GHz范围内的载波频率，但本发明的实施方案同样适于其他载波频率的接收，例如在1和10GHz之间的频率。OFDM信号可以包括一百个或更多的副载波。短训练符号可以在一部分副载波上传输，而数据符号可以包含一个或多个已知的导频副载波，但这不是必需的。在一个实施方案中，长训练符号可以具有大约3到4微秒的持续时间，而短训练符号可以具有大约1微秒的持续时间。
RF接收单元102可以执行两段下变频。RF接收单元102可以包括低噪声放大器(LNA)112和RF下变频器114。RF下变频器114可以使用来自振荡器116的信号而生成中频(IF)信号。振荡器116可以是固定频率的外差振荡器。自动增益控制(AGC)元件118可以响应于来自单元106的AGC信号128，调整IF下变频器120的功率电平。IF下变频器(D/C)120可以使用频率可控设备在0频率处生成同相(I)信号和正交相位(Q)信号，其中所述频率可控设备例如是压控振荡器(VCO)122，它可以响应于粗频偏信号107。粗频偏信号107可以是反馈环的一部分，并且由短训练符号处理单元106来提供。IF下变频器120所提供的同相(I)信号和正交相位(Q)信号可以由模数转换器(ADC)126进行抽样并转换成数字比特流。在OFDM分组的情况下，ADC126所产生的数字比特流110可以是OFDM符号的串行符号流110。
在一个实施方案中，短训练符号处理单元106和长训练符号处理单元108可以执行分组检测以及与OFDM符号边界的同步，并且可以发起数据符号处理单元104的数据处理。数据符号处理单元104处理OFDM符号的串行符号流110，以生成解码比特流140。根据本发明的实施方案，数据符号处理单元104可以包括相位旋转器141，它可以响应于由长训练符号处理单元108提供的细频偏估计109来旋转符号流110中的符号的相位。细频偏估计109可以根据OFDM分组的长训练符号来确定。对于OFDM分组的数据符号的处理而言，由相位旋转器141提供的相移可以保持不变。
数据符号处理单元104还可以包括串并转换器142，用于将一个符号转换为并行的多组时域抽样144。数据符号处理单元104还可以包括FFT元件146，它可以对并行的多组时域抽样144执行快速傅立叶变换(FFT)，以生成频域符号调制副载波148。在一个实施方案中，FFT元件146可以响应于细定时信号，从而可以在数据信号处理开始之前完成信道估计。信道均衡器154可以对FFT元件146所提供的频域符号调制副载波148执行信道均衡。信道均衡器154可以使用信道估计来生成经过信道均衡的频域符号调制副载波158。均衡后的频域符号调制副载波158可以由解调器150来解调，以产生多个并行符号。解调器150可以根据发射机调制副载波的具体调制阶数来解调副载波。
调制阶数例如可以包括每个符号传送1比特的二进制相移键控(BPSK)、每个符号传送2比特的正交相移键控(QPSK)、每个符号传送3比特的8PSK、每个符号传送4比特的16正交幅度调制(16-QAM)、每个符号传送5比特的32-QAM、以及每个符号传送6比特的64-QAM。调制阶数还可以包括差分编码星状QAM(DSQAM)。也可以使用具有更低或更高通信速率的调制阶数。来自解调器150的并行符号可以从并行形式转换为串行流。还可以对该串行流执行解交织操作。解码器152可以解码串行流，以生成解码后的串行比特流140。虽然OFDM接收机系统100被图示为具有几个独立的元件，但是这些元件中的一个或多个可以被合并起来，并可以通过软件配置元件(例如包括数字信号处理器(DSP)在内的处理器)和/或硬件元件的组合来实现。
图2是根据本发明一个实施方案的两信道频偏估计器的简化框图。两信道频偏估计器200可被OFDM接收机，例如OFDM接收机系统100(图1)用于使用两信道频偏估计方案来估计OFDM分组的细频偏。细频偏估计可被用于帮助实现与OFDM分组的频率同步。根据该实施方案，可以用具有不同延迟的训练符号来执行并发的自相关。可以在不同的持续时间上求各个相关输出的积分，以生成相移估计。相移估计可以被加权并合并，以生成细频偏估计。在一个实施方案中，细频偏估计可被用来在对数据符号执行FFT之前旋转OFDM数据符号的相位。在一个实施方案中，两信道频偏估计器200可以被包括为用于生成细频偏估计109(图1)的长训练符号处理单元108(图1)的一部分。在一个实施方案中，两信道频偏估计器200可以是无线设备的PHY层组件。在图2中图示的两信道频偏估计器200的元件可以用硬件元件、软件元件及它们的组合来实现，包括用软件配置的处理元件来实现。此外，这些元件中的任意两个或更多元件可以被实现在一起。
两信道频偏估计器200可以使用OFDM分组的抽样训练符号来生成细频偏估计，并且在一个实施方案中，估计器200可以使用IEEE802.11a分组的长训练符号来生成细频偏。在另一个实施方案中，估计器可以使用IEEE802.11a分组的短训练符号来生成粗频偏。
两信道频偏估计器200可以包括第一自相关频率估计器202，它可以由抽样训练符号201生成第一相移估计221。两信道频偏估计器200还可以包括第二自相关频率估计器204，它可以由抽样训练符号201生成第二相移估计231。第一和第二相移估计221和231可以在求和器206中用权重210来加权及合并，以生成频移估计232。相位校正器208可以从第一和第二相移估计221和231之间的相位差中减去2π的倍数，这可能发生在初始频偏较大的情况下。
第一自相关频率估计器202包括第一自相关元件216，用于对输入的串行符号流和延迟后的所述输入串行符号流执行第一自相关，以产生第一相关输出217。所述输入串行符号流中的符号可以是抽样训练符号201，它可以与串行符号流110(图1)相对应。延迟元件212可以将抽样训练符号201延迟大约一个预定的持续时间。共轭元件214可以生成延迟后的抽样训练符号的复共轭，以供相关元件216使用。第一移动平均元件218可以在预定数量的持续时间上对第一相关输出217执行移动平均。角抽取元件220可以从第一移动平均元件218所生成的复数值中抽取第一相移估计221。
在一个实施方案中，延迟元件212可以将抽样训练符号延迟大约一个长训练符号的持续时间(T)，并且第一自相关元件216可以将抽样训练符号与延迟后的抽样训练符号的复共轭相乘。在该实施方案中，第一移动平均元件218可以在大约1.5个符号持续时间(1.5T)上执行移动平均，或者求相关输出217的积分。这可以导致移动平均元件218在大约96个抽样上执行移动平均。
第二自相关频率估计器204包括第二自相关元件226，用于对抽样训练符号和延迟后的抽样训练符号执行第二自相关，以产生第二相关输出227。第二延迟元件222可以将抽样训练符号201延迟大约第二预定持续时间。第二共轭元件224可以生成延迟后的抽样训练符号的复共轭，以供相关元件226使用。第二移动平均元件228可以在预定数量的持续时间上对第二相关输出227执行移动平均。角抽取元件230可以从第一移动平均元件228所生成的复数值中抽取第二相移估计231。
在一个实施方案中，延迟元件222可以将抽样训练符号延迟大约两个长训练符号的持续时间(2T)，并且第二自相关元件226可以将抽样训练符号与延迟后的抽样训练符号的复共轭相乘。在该实施方案中，第二移动平均元件228可以在大约0.5个长训练符号持续时间(0.5T)上执行移动平均，或者求相关输出227的积分。这可以导致移动平均元件228在大约32个抽样上执行移动平均。
相位校正器208可以将第二相移估计231调整2π的倍数。在一个实施方案中，当第一相移估计221和第二相移估计231之间的差超过π时，如果第一相移估计221的符号是正的，则加上+2π，如果第一相移估计221的符号是负的，则加上-2π，藉此来调整第二相移估计231。求和器可以在合并以生成偏移估计232之前，将第一和第二相移估计221和231转换为第一和第二加权频率估计。在一个实施方案中，求和器206可以将第一相移估计221乘以w2/4πT，以生成第一加权频率估计，并且可以将第二相移估计231乘以w2/4πT，以生成第二加权频率估计。权重w1和w2可以由权重器210来提供，而T可以是训练符号的持续时间。
可以使用对自相关频率估计器202和自相关频率估计器204所执行的相移估计的精度的理论表达式，解析地计算出权重w1和w2。自相关频率估计器的性能特性可以取决于信噪比(SNR)、在求平均过程中所使用的抽样数量以及延迟时间等诸多因素。虽然自相关频率估计器202和自相关频率估计器204可以使用基本相同的抽样序列用于自相关，但是不同的抽样对可被用于求平均，以产生第一和第二相移估计221和232。因此，所获得的相移估计可能是弱相关的(即，估计之间的相关系数在0.4和0.5之间)，由此，求和器206的加权和求和操作可以提供更准确的偏移估计。在一个对预定数量的长训练符号执行自相关的实施方案中，权重w1可以是0.6，而权重w2可以是0.4，但是其他加权值也可以适用，这取决于在自相关过程中所使用的求平均和延迟时间等诸多因素。
在一个实施方案中，训练符号可以是抽样后的长训练符号，这些符号由具有已知训练值的多个调制副载波组成。长训练符号可以是周期性的，并且其周期可以等于一个训练符号的持续时间(T)。长训练符号可能位于导频副载波上，这些导频副载波例如包括大约52个具有已知值，并且持续时间大约在3到4微秒之间的BPSK调制副载波。适合的训练符号包括根据IEEE802.11a标准的OFDM分组上的长训练符号，其持续时间(T)约为3.2微秒。长训练符号可以以大约为所述持续时间一半的保护间隔而周期性地扩展。长训练符号可以是根据IEEE802.11a标准的长序列(例如，序列GI2、T1和T2)的一部分。
在一个实施方案中，偏移估计232是细频偏估计，并且可被应用于相位旋转器，例如相位旋转器141(图1)，以在对OFDM分组的后续数据符号执行FFT之前旋转输入符号的相位。在该实施方案中，在对后续数据符号执行FFT期间，相位旋转器的相移可以保持不变。
在另一个实施方案中，两信道频偏估计器200也可以被包括为用于生成粗频偏估计107(图1)的短训练符号处理单元106(图1)的一部分。在该实施方案中，粗频偏估计107(图1)可被用来控制或调整用于将IF信号下变频到0频率处的同相(I)信号和正交相位(Q)信号的频率。粗频偏估计107可被用于控制频率可控设备，例如压控振荡器(VCO)(图1)。在该实施方案中，抽样训练符号201可以由在多个副载波的一部分上进行调制的抽样短训练符号组成，并且可以具有已知的训练值。例如，可以在大约52个可用副载波中的约12个预定副载波上对短训练符号进行调制。短训练符号可以是周期性的，并且周期可以等于它们的持续时间。短训练符号之一的持续时间可以小于约1微秒，在一个实施方案中，约为800纳秒。适合的短训练符号包括根据IEEE802.11a标准的OFDM分组上的短训练符号。
第一自相关频率估计器202和第二自相关频率估计器204所执行的自相关可以并发(即，基本上并行地)执行，并且可以使用基本相同的抽样序列，然而不同的抽样对可被用于执行移动平均以及生成第一和第二频偏估计221和231。
与传统的频偏估计技术相比，两信道频偏估计器200可以提供更高的频偏估计精度，其中频偏估计的方差下降1.4倍或更多，而复杂性不会显著提高。估计器200可以使用存储器通过延迟行来实现优化，并且可便于实现并行化以及“过程中(on the fly)”信号处理技术。在一个实施方案中，估计器200的捕获带可约等于传统自相关估计器的捕获带，延时为1个训练符号的持续时间。因为两信道频偏估计器200可以依赖OFDM训练序列的周期，所以频偏估计可以对频率选择信道中的线性失真具有鲁棒性。
图3是根据本发明另一个实施方案的两信道频偏估计器的简化框图。两信道频偏估计器300可被OFDM接收机，例如OFDM接收机系统100(图1)用于使用两信道频偏估计方案来估计OFDM分组的细频偏。估计器300适于用作估计器200(图2)的替换物。细频偏估计可被用于帮助实现与OFDM分组的频率同步。根据该实施方案，可以用不同延迟的训练符号来执行并发的自相关。可以在预定的持续时间上求各个相关输出的积分，以生成相移估计。相移估计可以被加权并合并，以生成细频偏估计。在一个实施方案中，细频偏估计可被用来在对数据符号执行FFT之前旋转OFDM数据符号的相位。在一个实施方案中，两信道频偏估计器300可以被包括为用于生成细频偏估计109(图1)的长训练符号处理单元108(图1)的一部分。
在一个实施方案中，两信道频偏估计器300可以是无线设备的PHY层组件。在图3中图示的两信道频偏估计器300的元件可以用硬件元件、软件元件及它们的组合来实现，包括用软件配置的处理元件来实现。此外，这些元件中的任意两个或更多元件可以被实现在一起。
两信道频偏估计器300的元件306、308、316、318、320、326、328和330基本上类似于两信道频偏估计器200(图2)的元件206、208、210、216、218、220、226、228和230运行来生成频偏估计332。然而，估计器300可以采用顺序的延迟元件312和322，其中每一个将抽样训练符号延迟预定的持续时间。第一自相关元件316可以接收经第一延迟元件312延迟后的训练符号，第二自相关元件326可以接收经第一和第二延迟元件312和322延迟后的训练符号。共轭元件314可以在抽样训练符号302被延迟元件312和322延迟之前，生成它的复共轭。
在一个实施方案中，偏移估计332是细频偏估计，并且可被应用于相位旋转器，例如相位旋转器141(图1)，以在对OFDM分组的后续数据符号执行FFT之前旋转输入符号的相位。在另一个实施方案中，两信道频偏估计器300也可以被包括为用于生成粗频偏估计107(图1)的短训练符号处理单元106(图1)的一部分。
图4是根据本发明一个实施方案的两信道频偏估计过程的流程图。两信道频偏估计过程400可被OFDM接收机系统，例如OFDM接收机系统100(图1)用于细频偏估计。在一个实施方案中，过程400可以由长训练符号处理单元，例如单元108(图1)执行来生成细频偏估计109(图1)。在其他实施方案中，两信道频偏估计器200(图2)或两信道频偏估计器300(图3)可以执行过程400中的若干部分。在这些实施方案中，过程400可以使用抽样的长训练符号，例如符合IEEE802.11a的分组的长训练符号来生成细频偏估计。在该实施方案中，细频偏估计可被用于相位旋转器，以在对OFDM分组的后续数据符号执行快速傅立叶变换(FFT)之前旋转输入符号的相位。在可替换的实施方案中，过程400可以使用抽样的短训练符号，例如符合IEEE802.11a的分组的短训练符号来生成用于控制所接收OFDM信号的下变频的粗频偏估计。虽然过程400的各项操作被图示并描述为独立的操作，但是这些操作中的一项或多项可以并发执行，无需按照图示的顺序来执行操作。
操作402可以使用短训练符号403为OFDM分组执行粗频偏估计。在一个实施方案中，操作402可以使用两信道频偏估计器，例如估计器200(图2)或估计器300(图3)，但是其他估计器也是适用的。操作404可以在RF接收单元，例如在系统100(图1)的RF接收单元102中使用粗频偏估计来控制或调整用于将IF信号下变频到0频率处的同相(I)信号和正交相位(Q)信号的频率。
一旦已完成了粗频偏校正，就可以执行操作406到420。操作406使用长训练符号107和延迟后的长训练符号来执行自相关，以产生第一相关输出。在一个实施方案中，操作406可以执行与延迟一个持续时间的长训练符号之间的自相关。操作408使用长训练符号107和延迟后的长训练符号来执行自相关，以产生第二相关输出。在一个实施方案中，操作408可以执行与延迟两个持续时间的长训练符号之间的自相关。操作406和408可以使用基本相同的长训练符号或符号流而并行执行。在一个实施方案中，操作406可以由自相关元件216(图2)来执行，而操作408可以由自相关元件226(图2)来执行。
操作410可以对操作406所生成的相关输出执行移动平均，并且在一个实施方案中，可以在1.5个长训练符号持续时间上执行积分运算。操作412可以对操作408所生成的相关输出执行移动平均，并且在一个实施方案中，可以在0.5个长训练符号持续时间上执行积分运算。操作414从操作410和412所生成的复输出中抽取相位角，以产生第一和第二相移估计。当第一和第二相移估计之间的差超过时，操作416可以将第二相移估计调整2的倍数。在一个实施方案中，操作410可以由移动平均元件218(图2)来执行，操作412可以由移动平均元件228(图2)来执行，操作414可以由角抽取器220(图2)和230(图2)来执行，而操作416可以由相位校正器208(图2)来执行。
操作418可以合并第一和第二相移估计，以生成频偏估计。在一个实施方案中，操作418可以将第一和第二相移估计转换为第一和第二频率估计，并且可以加权所述频率估计，然后将加权后的频率估计加在一起，以生成频偏估计。在一个实施方案中，操作418可以由求和器206(图2)使用权重210(图2)来执行。
在操作420中，在操作418中所生成的频偏估计可被用来在对数据符号执行FFT之前旋转OFDM分组的后续数据符号的相位。在一个实施方案中，操作420可以由相位旋转器141(图1)来执行。
这样就描述了可以实现频率同步改进的正交频分复用(OFDM)接收机和方法。所述系统和方法可以使用两信道频偏估计，该估计过程通过对延迟不同持续时间的训练符号执行并发的自相关，而生成细频偏。细频偏估计可被用于在对数据符号执行FFT之前旋转OFDM数据符号的相位。
对具体实施方案的以上描述充分公开了本发明的一般特性，他人通过应用现有的知识，可以容易地修改和/或调适本发明，以用于多种不同应用，而不会偏离一般性概念。因此，这些调适和修改都在所公开实施方案的等同物的含义和范围之内。这里所使用的短语和术语是出于描述而非限制的目的。因此，本发明涵盖落入所附权利要求书的精神和范围内的所有这样的替换、修改、等同物和变体。

Claims (29)

1.一种生成频偏估计的两信道频偏估计器，包括：
第一自相关元件，该元件对已延迟第一持续时间的训练符号的串行符号流执行第一自相关，以产生第一相关输出；
第二自相关元件，该元件对已延迟第二持续时间的所述串行符号流执行第二自相关，以产生第二相关输出；
第一移动平均元件，该元件对所述第一相关输出执行第一移动平均，以用于生成第一相移估计；以及
第二移动平均元件，该元件对所述第二相关输出执行第二移动平均，以用于生成第二相移估计。
2.如权利要求1所述的频偏估计器，其中所述频偏估计是细频偏估计，并被应用于相位旋转器，以在执行快速傅立叶变换(FFT)之前旋转正交频分复用(OFDM)分组的数据符号的相位。
3.如权利要求1所述的频偏估计器，其中所述第一持续时间是所述训练符号之一的持续时间，所述第二持续时间是所述第一持续时间的两倍，并且其中，所述第一移动平均元件在大约1.5个持续时间上执行所述第一移动平均，而所述第二移动平均元件在大约0.5个持续时间上对所述第二相关输出执行所述第二移动平均。
4.如权利要求1所述的频偏估计器，还包括相位校正元件，该元件在所述第一和第二相移估计之间的差超过π时，将所述第二相移估计调整2π的倍数。
5.如权利要求1所述的频偏估计器，还包括求和器，其合并所述第一和第二相移估计，以生成频偏估计，其中所述求和器将所述第一相移估计乘以w1/2πT，以生成第一加权频率估计，并且将所述第二相移估计乘以w2/4πT，以生成第二加权频率估计，并且合并所述第一和第二加权频率估计，以生成所述频偏估计，其中w1和w2是权重，T是所述持续时间。
6.如权利要求4所述的频偏估计器，其中所述频偏估计被应用于相位旋转器，以在执行快速傅立叶变换(FFT)之前移动正交频分复用(OFDM)分组的符号的相位，所述相移在对所述OFDM分组的后续数据符号执行FFT时保持不变。
7.如权利要求1所述的频偏估计器，其中所述训练符号是抽样的长训练符号，其由多个具有已知训练值的调制副载波组成。
8.如权利要求7所述的频偏估计器，其中所述长训练符号是周期性的，其周期等于所述持续时间。
9.如权利要求1所述的频偏估计器，其中还包括：
共轭元件，该元件生成所述训练符号的复共轭；以及
将所述训练符号至少延迟所述持续时间的第一和第二延迟元件。
10.如权利要求1所述的频偏估计器，其中所述第一自相关元件将所述训练符号与延迟大约一个持续时间的所述训练符号的复共轭相乘，并且
其中，所述第二自相关元件将所述符号流的训练符号与延迟大约两个持续时间的所述训练符号的符号流的复共轭相乘。
11.如权利要求1所述的频偏估计器，其中所述第一持续时间是所述训练符号之一的持续时间，所述第二持续时间是所述第一持续时间的两倍，并且其中所述第一移动平均元件在1.5个符号持续时间上执行第一积分，并产生第一复数值，其中所述第二移动平均元件在0.5个符号持续时间上执行第二积分，并产生第二复数值，
并且其中所述频偏估计器还包括：
第一角抽取元件，该元件从所述第一复数值中抽取所述第一相移估计；以及
第二角抽取元件，该元件从所述第二复数值中抽取所述第二相移估计。
12.如权利要求1所述的频偏估计器，其中所述频偏估计是粗频偏估计，用于调整将IF输入信号下变频到所述串行符号流的频率。
13.如权利要求12所述的频偏估计器，其中所述串行符号流是由在多个副载波的一部分上进行调制的抽样短训练符号组成的，所述短训练符号具有已知的训练值。
14.一种用于正交频分复用(OFDM)信号的频率同步的方法，包括：
使用第一和第二相移估计来生成频偏估计，所述第一相移估计是在训练符号的串行符号流延迟了大约第一持续时间之后，由该符号流生成的，所述第二相移估计是在所述符号流延迟了第二持续时间之后，由所述串行符号流生成的。
15.如权利要求14所述的方法，其中的生成步骤包括：
在所述训练符号的串行符号流与延迟了大约所述第一持续时间的所述符号流之间求自相关，以产生第一相关输出；
在所述串行符号流与延迟了所述第二持续时间的所述符号流之间求自相关，以产生第二相关输出；
对所述第一相关输出求积分，以生成所述第一相移估计；
对所述第二相关输出求积分，以生成所述第二相移估计；以及
合并所述第一和第二相移估计，以生成所述频偏估计。
16.如权利要求15所述的方法，还包括：
通过将所述频偏估计应用于相位旋转器，以在对OFDM分组的数据符号执行FFT之前，基于所述频偏估计将输入符号的相位旋转某个相移量，从而旋转所述OFDM分组的数据符号的相位；以及
将所述相移量保持不变，用于对所述数据符号执行FFT。
17.如权利要求15所述的方法，其中所述第一持续时间是所述训练符号之一的持续时间，所述第二持续时间是所述第一持续时间的两倍，并且
其中对所述第一相关输出求积分的步骤包括在大约1.5个持续时间上对所述第一相关输出求积分，并且
其中对所述第二相关输出求积分的步骤包括在大约0.5个持续时间上对所述第二相关输出求积分。
18.如权利要求14所述的方法，还包括：当所述第一和第二相移估计之间的差超过π时，将所述第二相移估计调整2π的倍数。
19.如权利要求15所述的方法，其中的合并步骤包括将所述第一相移估计乘以w1/2πT，以生成第一加权频率估计；将所述第二相移估计乘以w2/4πT，以生成第二加权频率估计；并且求和所述第一和第二加权频率估计，以生成所述频偏估计，其中w1和w2是权重，而T是所述持续时间。
20.如权利要求14所述的方法，其中所述训练符号是抽样的长训练符号，其由多个具有已知训练值的调制副载波组成。
21.如权利要求14所述的方法，还包括：
生成所述训练符号的复共轭；以及
将所述训练符号至少延迟所述持续时间。
22.一种正交频分复用(OFDM)接收机系统，包括：
接收包括OFDM分组的信号的偶极天线；
将所述OFDM分组转换为符号流的RF接收单元；
对所述符号流执行快速傅立叶变换(FFT)，以生成解码比特流的数据符号处理单元；以及
两信道频偏估计器，该估计器使用所述符号流中的训练符号来生成频偏估计，以在执行FFT之前旋转所述OFDM分组的数据符号的相位。
23.如权利要求22所述的OFDM接收机系统，其中所述数据符号处理单元包括响应于所述频偏估计的相位旋转器，并且其中所述两信道频偏估计器包括：
第一自相关元件，该元件对已延迟第一持续时间的训练符号的符号流执行第一自相关，以产生第一相关输出；
第二自相关元件，该元件对已延迟第二持续时间的所述训练符号的符号流执行第二自相关，以产生第二相关输出；
第一移动平均元件，该元件对所述第一相关输出执行第一移动平均，以用于生成第一相移估计；
第二移动平均元件，该元件对所述第二相关输出执行第二移动平均，以用于生成第二相移估计；以及
求和器，该求和器合并所述第一和第二相移估计，以生成所述频偏估计。
24.如权利要求23所述的OFDM接收机系统，其中所述第一持续时间是所述训练符号之一的持续时间，所述第二持续时间是所述第一持续时间的两倍，并且其中，所述第一移动平均元件在大约1.5个持续时间上执行所述第一移动平均，而所述第二移动平均元件在大约0.5个持续时间上对所述第二相关输出执行所述第二移动平均。
25.如权利要求23所述的OFDM接收机系统，其中所述数据符号处理单元还包括相位校正元件，该元件在所述第一和第二相移估计之间的差超过π时，将所述第二相移估计调整2π的倍数。
26.如权利要求23所述的OFDM接收机系统，其中所述求和器将所述第一相移估计乘以w1/2πT，以生成第一加权频率估计，并且将所述第二相移估计乘以w2/4πT，以生成第二加权频率估计，并且合并所述第一和第二加权频率估计，以生成所述频偏估计，其中w1和w2是权重，T是所述持续时间。
27.一种包括其上存储有指令的存储介质的制品，所述指令在由计算平台执行时导致：
在训练符号的串行符号流和已延迟大约第一持续时间的所述符号流之间求自相关，以产生第一相关输出；
在所述串行符号流和已延迟第二持续时间的所述符号流之间求自相关，以产生第二相关输出；
对所述第一相关输出求积分，以生成所述第一相移估计；
对所述第二相关输出求积分，以生成所述第二相移估计；以及
合并所述第一和第二相移估计，以生成所述频偏估计。
28.如权利要求27所述的制品，其中所述指令还导致：通过将所述频偏估计应用于相位旋转器，以在对正交频分复用(OFDM)分组的数据符号执行FFT之前，基于所述频偏估计将输入符号的相位旋转某个相移量，从而旋转所述OFDM分组的数据符号的相位。
29.如权利要求28所述的制品，其中所述指令还导致：
将所述相移量保持不变，用于对所述数据符号执行FFT，
并且导致包括所述正交频分复用(OFDM)分组的OFDM信号的频率同步。
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