CN1770750B

CN1770750B - 信号处理方法和系统

Info

Publication number: CN1770750B
Application number: CN 200510118367
Authority: CN
Inventors: 布里马·B·伊拉希姆; 黑·乔戈·金; 亨里克·T·詹森
Original assignee: Zyray Wireless Inc
Current assignee: Avago Technologies International Sales Pte Ltd
Priority date: 2004-11-01
Filing date: 2005-10-28
Publication date: 2010-04-14
Anticipated expiration: 2025-10-28
Also published as: CN1770750A; TW200633378A; TWI318048B

Abstract

本发明提供了一种在RF收发机的数字接收机中进行频率反馈调整的方法和系统。RF发射机和RF接收机之间频率的差异将引起DC偏移。同步发生之后要对接收机的频率进行调整，该调整利用蓝牙数据包的报头内的向前纠错(FEC)重复率来实现。当频率差异超过阈值范围时进行该调整。另一方面，RF接收机的频率调整可通过修改和/或改变锁相环(PLL)修正寄存器来实现。在某些情况下，本发明可以使RF接收机在不需均衡器的情况下工作。因此，可使RF接收机的功耗最小化和/或使RF接收机的整体成本降低。

Description

信号处理方法和系统

技术领域

本发明涉及射频接收机内无线信号的处理，更具体地说，涉及一种数字接收机中频率反馈调整的方法和系统。

背景技术

众所周知，通信系统可以支持无线和/或有线通信设备之间的无线和有线通信。这类通信系统包括从国内和/或国际蜂窝电话系统到互联网、到点到点的室内无线网络。每一类通信系统都是按照一个或多个通信标准组建和运行的。例如，无线通信系统可以按照如下一个或多个标准运行，这些标准包括但不限于IEEE 802.11、蓝牙、先进移动电话业务(AMPS)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、本地多点分布系统(LMDS)、多信道多点分布系统(MMDS)和/或它们的变形等。

根据无线通信系统的类型，无线通信设备直接或间接地与其它无线通信设备进行通信。所述无线通信设备可以是：蜂窝电话、双向无线电收发装置、个人数字助理(PDA)、个人计算机(PC)，笔记本电脑、家庭娱乐设备等。对于直接通信(也称为点对点通信)，参与通信的无线通信设备将其接收机和发射机调谐到相同的一个或几个信道上并通过这些信道进行通信。每一个信道可利用无线通信系统的多个射频载波中的一个或一个以上的载波。对于间接无线通信，每一个无线通信设备借助于所分配的信道，直接与其相关的基站(例如，蜂窝业务系统)和/或直接与其相关联的接入点(例如，室内或建筑物内无线网络)进行通信。为完成无线通信设备之间的通信连接，相关的基站和/或接入点借助于系统控制器、公用电话交换网、互联网、和/或其它广域网彼此直接通信。

为了参与无线通信，每一个无线通信设备都包含一个内置的无线收发机(其包含接收机和发射机)或耦合到相关的无线收发机(例如，室内工作站和/或建筑物内无线通信网络、射频调制解调器等)。发射机按照特定的生成基带信号的无线通信标准对数据进行调制，将数据转换成射频信号。基带信号在一个或多个中频级中与本机振荡混频，以产生射频信号。射频接收机通常包括天线部分、滤波部分、低噪声放大器、中频级和解调器。天线部分接收射频信号并将其提供给滤波部分，之后滤波部分将滤波后的射频信号传送给低噪声放大器。低噪声放大器对滤波后的射频信号进行放大后将其提供给中频级。中频级对放大的射频信号进行下变频转换至中频或基带。中频级向解调器提供中频信号或基带信号，解调器按照调制协议重获数据。

为从中频信号或基带信号中正确恢复数据，必须克服不需要的直流(DC)偏移。调频(FM)系统的解调输出中的DC偏移是由发射机的本振产生的信号的频率与接收机本振产生的信号的频率的轻微差异而引起的。为了纠正DC偏移，无线接收机中的解调器包括DC偏移检测电路和DC偏移补偿电路。DC偏移检测电路显示因频率失谐引起的DC偏移的程度。在提取数据之前，DC补偿电路消除由DC偏移检测电路从调制后的中频(IF)信号或基带信号中检测到的DC偏移。由于频率失谐引起的DC偏移对从IF和基带信号中提取的数据会产生不利影响。

例如，蓝牙采用64位同步(SYNC)字，其具有预定的位序列。该64位的同步(SYNC)字用于识别相互之间要进行通信的设备。因此，相互之间欲进行通信的设备必须经过相关性对此处理来识别该64位同步(SYNC)字。对比成功后，蓝牙设备之间即可进行通信。DC偏移常常干扰64位同步字的识别，结果使得64位同步字相互对不上。例如，如果64位同步字的同步阈值是56位，由于DC偏移，前6位未识别出来，而64位同步字中剩下有3个错误位，则该同步模式失败。

DC偏移的存在需要采用补偿电路对频率差异进行补偿。补偿电路需要占用集成电路中额外的区域和/或在接收过程中需要额外的功率。

比较本发明后续将要结合附图介绍的系统，现有技术的其它局限性和弊端对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。

发明内容

本发明提供一种数字接收机中的频率反馈调整的系统和/或方法，如附图所示和/或结合至少一幅附图进行的说明及权利要求中所描述。

根据本发明的一方面，提供一种信号处理的方法，包括：

在处理蓝牙数据包的信道访问码部分的期间监测发射机的频率；

确定所述发射机频率与接收机频率之间的直流偏移估计值值；

当所述确定的直流偏移估计值值超过阈值范围时，根据所述确定的直流偏移估计值值，在处理所述蓝牙数据包的报头部分的期间调整所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括动态地修正所述阈值的所述范围。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，所述阈值的所述范围是对称的。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括动态地调整所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括产生一个用于降低所述接收机频率的频率调整信号。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括产生一个用于提高所述接收机频率的频率调整信号。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括修正至少一个寄存器位以降低所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括修正至少一个寄存器位以提高所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括产生一计数器值，用于调整所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的信号处理方法中，还包括通过直流偏移限幅(DCoffset slicing)来确定所述直流偏移估计值值。

根据本发明的另一方面，提供一种用于信号处理的系统，包括：

用于在处理蓝牙数据包的信道访问码部分的期间监测发射机的频率的调制解调器；

所述调制解调器确定所述发射机频率与接收机频率之间的直流偏移估计值值；

当所述确定的直流偏移估计值值超过阈值范围时，所述调制解调器根据所述确定的直流偏移估计值值，在处理所述蓝牙数据包的报头部分的期间调整所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器动态地修正所述阈值的所述范围。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述阈值的所述范围是对称的。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器动态地调整所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器产生一个用于降低所述接收机频率的频率调整信号。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器产生一个用于提高所述接收机频率的频率调整信号。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器修正至少一个寄存器位以降低所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器修正至少一个寄存器位以提高所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器产生一个计数器值用于调整所述接收机的频率。

优选地，本发明所述的用于信号处理的系统中，所述调制解调器通过直流偏移限幅来确定所述直流偏移估计值。

本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及其中所示例的实施例的细节，将在以下的描述和附图中进行详细介绍。

附图说明

图1A是可用于本发明实施例中的蓝牙微微网的示意图；

图1B是根据本发明实施例的无线通信系统的框图；

图2是根据本发明实施例的无线通信设备的框图；

图3是根据本发明实施例的无线接收机的框图；

图4是根据本发明实施例的未经DC偏移纠正的典型解调数据的波形图；

图5是根据本发明实施例的经过DC偏移纠正后的典型解调数据的波形图；

图6是根据本发明实施例的本地振荡模块的框图；

图7是根据本发明实施例的无线接收机中进行DC偏移补偿的方法的逻辑图；

图8是根据本发明实施例进一步描述图7中生成本地振荡的逻辑图；

图9A是根据本发明实施例的蓝牙数据包结构的示意图；

图9B是根据本发明实施例的蓝牙数据包结构中信道访问码部分的示意图；

图10是根据本发明实施例用于在射频接收机中调整DC偏移限幅点的输入波形追踪的示意图；

图11A是根据本发明实施例的无线设备和调制解调器的框图；

图11B是根据本发明实施例的用于频率粗调的无线设备和调制解调器的框图；

图12是根据本发明实施例在数字接收机中进行频率反馈调整的流程图。

具体实施方式

下面通过实施例对本发明的用于数字接收机中频率反馈调整的方法和系统进行介绍。本发明一方面是当存在DC偏移时，在射频接收机中调整本振频率。DC偏移可能是由于发射机和RF接收机的频率差异而引起的。调整可以在同步之后进行，可以利用蓝牙数据包报头中的前向纠错(FEC)重复率来执行该调整。当发射机频率与接收机频率的差异超过一定阈值时进行该调整。另一方面，RF接收机频率的调整可以通过修正和/或改变锁相环(PLL)的修正寄存器(trimmer register)来实现。在某些情况下，该方法可实现RF接收机工作而不需要均衡器。这样，RF接收机消耗的功率得以最小化，并且RF接收机的整个成本可以降低。

具有DC偏移补偿功能的无线接收机包括低噪声放大器、下变频转换混频模块、本振模块、带通滤波器、解调模块和DC偏移估计模块。低噪声放大器可操作地连接，放大RF信号，产生放大的RF信号。下变频转换混频模块可操作地连接，将本振模块产生的本振信号与放大后的RF信号进行混频，产生低中频(IF)信号，该IF信号的载波频率为零至几MHz。带通滤波器可操作地连接，对低IF信号进行滤波，产生滤波信号。解调模块可操作地连接，用于解调低IF信号以生成解调数据或重获数据。

本振模块根据参考信号和DC偏移纠正信号产生本振信号。DC偏移估计模块根据确定的DC偏移产生DC偏移纠正信号。在进行本振补偿之前，如在测试序列和/或前同步码期间，DC偏移估计模块先确定DC偏移。本振最初根据参考信号产生本振信号，一旦确定DC偏移纠正信号后，可利用确定的DC偏移调整本振信号。调整后，接收机本振信号频率充分地与发射机的本振信号频率相匹配。这样就基本消除了接收机中由于频率失谐而引起的DC偏移，以及与之相关的不利影响。

直接DC偏移补偿也可用于数据恢复电路的自校时钟控制模块中。自校时钟控制模块包括参考信号源、相位及频率检测模块、电荷泵模块、低通滤波器、压控振荡器(VCO)和可编程反馈模块。相位及频率检测模块根据参考信号和反馈信号之间相位和/或频率的差异产生一个差异信号。电荷泵可从差异信号中产生一个充电或放电信号，随后经低通滤波器滤波。VCO产生恢复时钟或本振信号，其频率可基于滤波后的充电或放电信号而变化。

可编程反馈模块可操作地连接以通过用除数值对恢复时钟进行除法操作而产生反馈信号。可编程反馈模块可按照预定的时钟值和基于恢复数据的DC偏移的分数调整值生成该除数。预定的时钟值可以是参考信号和所需的恢复时钟或本振信号的频率之间的比。因而，采用本发明解决方案的无线接收机和其它类型的数据恢复电路可以降低DC偏移引起的不利影响。

图1A是可用于本发明的实施例的蓝牙微微网的示意图。如图所示，该微微网中包括笔记本电脑18、个人数字助理(PDA)20和个人计算机(PC)24。这三台设备中都配置有蓝牙通信卡，因此能够利用蓝牙协议进行通信。蓝牙微微网中的一台设备可指派为主设备而其它为从设备。对每次建立的微微网，这一指派过程可以是动态的。某台设备对某个微微网而言可以是主设备，而对其它微微网而言又可以是从设备。这种指派可以基于考虑了微微网和各种设备的性能和功率需求的算法而进行。

一旦某台设备被指派为主设备，该蓝牙主设备(例如笔记本电脑18)可以通过广播询问来查看在其所属的地址范围内是否有从设备。各种设备可落入蓝牙制造商联盟确定的特定地址范围。同一地址范围中的全部设备可以成为微微网的一部分，并限制在一个最大的范围内，例如，10米。蓝牙标准规定了三种不同的范围：10米、20米和100米。虽然图中只示出了一个微微网，但在一个包含多个微微网的系统中，某台设备有可能在某个微微网中作为主设备而在邻近的微微网中又作为从设备。例如，蓝牙设备A可以在第一微微网P₁中作为主设备，而在第二微微网P₂中作为从设备。又例如，蓝牙设备A还可以在第一微微网P₁中作为从设备，而在第二微微网P₂中作为主设备。

PC机、PDA和笔记本电脑可以共享同一地址范围。类似地，无绳电话机座和无线电话机可以共享另一地址范围。另外，蜂窝电话和车用扬声器设备可以共享又一个地址范围。当蓝牙主设备(例如笔记本电脑18)接收来自从设备(例如PC24或PDA20)的回复，主设备可以与每一台从设备通信。然而，从设备之间不可以直接通信。当主设备移到通信范围之外，该微微网将解体，直到能将另一台设备指派为主设备。

图1B示出了根据本发明的实施例的无线通信系统的框图。如图中所示，通信系统10中包括多个基站和/或接入点12-16、多个无线通信设备18-32和网络硬件34。无线通信设备18-32可以是笔记本电脑18和26、个人数字助理(PDA)20和30、PC机24和32、以及蜂窝电话22和28。后面将参考图2对这些无线通信设备进行详细描述。

基站或接入点12-16通过局域网连接36、38、40可操作地连接到网络硬件34。网络硬件34(例如路由器、交换机、网桥、调制解调器或系统控制器)可以为通信系统10提供广域网连接42。每一个基站或接入点12-16配有相关的天线或天线阵列，以与其服务区内的无线通信设备进行通信。通常，无线通信设备可以登录到某一特定的基站或接入点12-16，以接收通信系统10的服务。对于直接连接，例如点到点通信，无线通信设备可以借助所分配的信道直接通信。

一般情况下，基站用于蜂窝电话系统及相同类型的系统，而接入点用于室内或建筑物内无线网络，但是这两个术语经常互换使用。不论通信系统的具体类型如何，每一个无线通信设备都包括一个无线收发装置和/或连接有无线收发装置。该无线收发装置可采用本申请所公开的DC偏移补偿来提高无线接收机的性能，此处提及的接收机包括射频集成电路内的接收机。

图2是根据本发明实施例的无线通信设备的框图。如图2所示有无线通信设备18-32以及相关的无线收发装置60。对于蜂窝电话来说，无线收发装置60可以是一集成的或内置的部件。对于个人数字助理、膝上型电脑和/或个人计算机来说，无线收发装置60可以是内置或外接的部件。例如，该无线收发装置可以是插入式卡，通过USB接口或其他合适的接口连接。

如图所示，无线通信设备18-32包括处理模块50、存储器52、无线接口54、输出接口56和输入接口58。处理模块50和存储器52可执行通常由无线通信设备执行的相应指令。例如，对于蜂窝电话设备，处理模块50可按照特定的蜂窝电话标准进行相应的通信功能操作。

无线接口54可从无线收发装置60接收数据、并可向无线收发装置60发送数据。对于从无线收发装置60接收的数据，例如入站数据，无线接口54将其传送到处理模块50以做进一步处理和/或将其路由给输出接口56。输出接口56可提供与输出显示设备(如显示器、监视器或扬声器)的连接，从而将该接收到的数据输出。无线接口54也向无线收发装置60发送来自处理模块50的出站数据。处理模块50可以通过输入接口58接收来自输入设备的出站数据，所述输入设备可以是键盘、小键盘或麦克风等。处理模块50也可自己产生数据。对于经输入接口58接收到的数据，处理模块50可对该数据执行相应的功能操作和/或经由无线接口54将其路由给无线收发装置60。

无线收发装置60可以包括接口62、接收机部分、发射机部分、本振模块74、天线切换模块73和86。接收机部分可包括数字接收机处理模块64、模数转换器66、滤波/增益模块68、下变频转换模块70、接收机滤波模块71、低噪声放大器72、及存储器75的至少一部分。发射机部分可包括数字发射机处理模块76、数模转换器78、滤波/增益模块80、上变频转换模块82、功率放大器84、发射机滤波模块85、及存储器75的至少一部分。天线86可以是由发射机和接收机共享的单个天线，通过天线切换模块73进行切换。作为另一选择，发射路径和接收路径的天线可以是分离的，并省略掉天线切换模块73。天线的具体实现可以根据无线通信设备遵循的特定标准而定。

数字接收机处理模块64和数字发射机处理模块76结合存储在存储器75中的操作指令，可以分别执行数字接收机功能和数字发射机功能。数字接收机功能包括但不限于：数字中频到基带的转换、解调、信群(constellation)解映射、解码和/或解扰。数字接收机的另一个功能是估计DC偏移。数字发射机功能包括但不限于：加扰、编码、信群映射、调制和/或数字基带到中频的转换。数字接收机和发射机处理模块64和76可以采用共享的处理装置、单独的处理装置或多个处理装置来实现。这样的处理装置可以是微处理器、微控制器、数字信号处理器(DSP)、微型计算机、中央处理单元、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑器件(PLD)、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路和/或任何可以根据操作指令处理模拟和/或数字信号的装置。存储器75可以是单个的存储装置或多个存储装置。这样的存储装置可以是只读存储器、随机访问存储器、易失存储器、非易失存储器、静态存储器、动态存储器、闪存和/或任何可以存储数字信息的装置。需注意的是，如果处理模块64和/或76通过状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路执行一个或多个功能时，存储相应操作指令的存储器可以嵌入在所述状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路中。

在操作中，无线收发装置60可以通过接口62接收来自无线通信设备的出站数据94。接口62将出站数据94路由给数字发射机处理模块76，处理模块76按照特定的无线通信标准，如IEEE 802.11a、IEEE 802.11b或蓝牙，对出站数据94进行处理，以生成数字发射格式的数据96。数字发射格式的数据96可以是数字基带信号或数字低IF信号，其调制频率的范围为0Hz到几MHz。

数模转换器78用于将数字发射格式数据96从数字域转换到模拟域。滤波/增益模块80在将该模拟信号传送给上变频转换模块82之前，对其进行滤波和/或调整其增益。上变频转换模块82基于本振模块74提供的发射机本振信号可直接将模拟基带或低IF信号转换成RF信号，这可根据本发明的教导得以实施。功率放大器84可以放大该RF信号以产生出站RF信号98，随后发射机滤波模块85将对该出站信号98进行滤波。天线86将出站RF信号98发送给目的设备，诸如基站、接入点和/或另一个无线通信设备。

无线收发装置60可通过天线86接收从基站、接入点或另一无线通信设备发送来的入站RF信号88。天线86可以将入站RF信号88传送给接收滤波模块71。接收滤波模块71对入站RF信号88进行滤波并将滤波后的RF信号传送给低噪声放大器72。低噪声放大器72对滤波的RF信号进行放大并将放大后的入站RF信号传送给下变频转换模块70。下变频转换模块70直接将放大后的入站RF信号转换成入站低IF信号。这种转换是利用本振模块74提供的接收机本振信号来完成的，根据本发明的教导可以实现这种转换。下变频转换模块70可将入站低IF信号传送给滤波/增益模块68。在将信号传送给模数转换器66之前，滤波/增益模块68对入站低IF信号进行滤波和/或调整其增益。

模数转换器66可将滤波后的入站低IF信号从模拟域转换成数字域以产生数字接收格式的数据90。数字接收机处理模块64可对数字接收格式数据90进行解码、解扰、解映射和/或解调，按照无线收发装置60遵循的特定的无线通信标准重获入站数据92。接口62通过无线接口54将重获的入站数据92传送给无线通信设备18-32。

无线收发装置可通过各种方式实现对RF信号的接收和发射，可利用单个集成电路或多个集成电路来实现。另外，无线收发装置60中的至少一些模块可以与无线通信设备18-32中的至少一些模块实现在同一块集成电路上。无论无线收发装置以何种形式实现，本发明的概念是都是适用的。

图3示出了根据本发明的实施例的无线接收机的示意框图。图3中所示的无线接收机100可用于图2所示的无线通信设备中。无线接收机100包括低噪声放大器72、下变频转换模块70、用于滤波增益的带通滤波器68、模数转换器66、本振模块74和数字接收机处理模块64。在本实施例中，数字接收处理模块64中配置有以下功能模块：IF解调器102、DC偏移估计模块104、及计时和恢复模块108。下变频转换模块70包括第一混频器110和第二混频器112。

在操作中，低噪声放大器72接收入站RF信号88并对其进行滤波，该入站RF信号是在无线发射装置中通过将基带信号与本振信号进行混频而产生的。该滤波后的信号被传送给下变频转换模块70的第一和第二混频器110和112。第一混频器110将RF信号88的同相分量与接收机本振信号81的同相分量进行混频。第二混频器112将RF信号88的正交分量与接收机本振信号81的正交分量进行混频。初始时，接收机的本振信号81是根据参考信号114单独产生。因此，接收机的本振信号81的频率与发射该RF信号88的无线发射装置的本振信号的频率不相匹配。因此导致了最初的DC偏移。

带通滤波器68对由下变频转换模块70产生的混频信号进行滤波，并将低IF信号传送给模数转换器66。模数转换器66将低IF模拟信号转换成低IF数字信号。

IF解调器102接收数字IF信号，并对其进行解调产生解调后的数据118。DC偏移估计模块104对解调后的数据118进行解释(interpret)以确定DC偏移量。利用所确定的DC偏移量产生DC偏移纠正信号116，并将其反馈到本振模块74。DC偏移估计模块104可确定本振模块将要调整的具体值，这一信息可包含在DC偏移纠正信号116中的。作为另一选择，DC偏移纠正信号116可包括DC偏移量的指示，这样本振模块74可对该DC偏移量进行处理以确定本振需要调整的量。

计时和恢复模块108接收解调后的数据118，并从此产生入站数据92。初始时，在进行DC偏移补偿之前，入站数据92可能包含误码。因此，希望尽可能快地生成DC偏移纠正信号116及修正接收机的本振信号81，从而入站数据92也能够尽可能快地纠正。例如，可能希望在无线接收机的训练序列期间或在接收信号的前同步码的初始阶段期间确定DC偏移纠正信号116。

图4是根据本发明实施例的未经DC偏移纠正的典型解调后数据的波形图。图4示出了具有DC偏移的解调后数据118。图中标出了解调后数据的波峰122和波谷124。DC偏移估计模块104利用波峰和波谷确定平均波峰值和平均波谷值之间的中点123。DC偏移估计模块104将中点123与零振幅进行比较，确定出DC偏移120为中点123与零振幅之间的差异。

图5是根据本发明实施例的经DC偏移纠正的典型解调数据的波形图。图5中示出了根据DC偏移纠正信号116对本振进行调整后所产生的解调后数据118。在这个具体的例子中，解调后数据118的开始处包括一个前同步码125，其具有特定的模型(pattern)。在本例中，该模型为0101。因此，希望在这一前同步码阶段期间产生DC偏移纠正信号116，从而接收机的本振信号81可以得到调整，使其与无线发射装置的本振信号更好地匹配，以避免产生DC偏移。

图6是根据本发明实施例的本振模块的框图。图6中示出了本振模块74和/或用于数据恢复电路中的自校时钟电路。本振模块74包括参考信号源130、相位及频率检测模块132、电荷泵134、低通滤波器136、压控振荡器(VCO)138、本振调整模块140(是可选项)及可编程反馈模块142。可编程反馈模块142包括可调除N模块144、Δ∑调制器146、分数模块148、分数调整模块150及加法模块152。

参考信号源130用于产生参考信号114。相位及频率检测模块132将反馈信号154与参考信号114进行比较以产生一个差异信号156。电荷泵134将差异信号转换成充电或放电信号158。低通滤波器136对充电或放电信号158进行滤波以产生滤波后的充电和放电信号160。VCO 138根据滤波后的充电和放电信号160产生输出信号。该输出信号传送到可编程反馈模块142和本振调整模块140。如果本振模块74不包括本振调整模块140，VCO的输出就是接收机的本振信号81。否则，本振调整模块140的输出是接收机的本振信号81。

本振调整模块140是以这种方式构建的：使VCO 138产生的输出信号的频率约为接收机的本振信号81频率的2/3。因此，本振调整模块140将VCO 138的输出信号的频率除以2，然后将所得到的信号的频率乘以3，就产生出接收机的本振信号81。

可调除N模块144可以将VCO 138的输出信号除以一个除数。该除数包括整数部分(用1表示)和分数部分(用f表示)。分数部分0.f由存储在分数模块148中的分数部分0.f_LO和由分数调整模块150产生的分数调整部分0.f_DC结合而产生。分数值0.f_LO对应于所希望的除数的分数部分。例如，假设所希望的VCO 138的输出信号频率是1GHz，参考信号的频率是15MHz。因此，除数，预定的本振值，对于本例来说是66.667。因此本例中该除数的整数部分为66，而分数部分为0.667。然而，如果产生接收到的RF信号的无线发射装置的本振的VCO输出信号频率为1.002GHz，接收机会有DC偏移。

因而，为去除DC偏移，分数调整模块150可根据DC偏移纠正信号116产生分数调整值，以调整接收机的本振信号81使其充分地与无线发射装置的本振相匹配。对于本例，使VCO 138的输出为1.002GHz的除数是66.800。由于分数模块148提供的分数值是0.667，所以分数调整模块150需要产生的分数值为0.133。这一值是从0.800中减去0.667而得到的。加法模块152将由分数模块148产生的分数部分与分数调整模块150产生的分数调整值相加。相加后的分数部分通过Δ∑调制器146处理，以产生合量分数值0.f_LO。该合量分数值可以调整可调除N模块144的除数。

分数调整模块150可以是一张包括多个分数调整值的查找表，其由DC偏移纠正信号进行索引。然后，编入索引的分数调整值被存入寄存器，提供给加法模块152。作为另一选择，分数调整模块150包括从DC偏移纠正信号116确定分数调整值以产生所希望的分数调整值这个处理过程。作为又一选择，DC偏移估计模块104(如图3中所示)可以确定分数调整值，这样分数调整模块150包括一个用于存储该分数调整值的寄存器。无论用何种特殊方法确定分数调整值，通过调整接收机的本振信号的频率使其与发射该RF信号的无线发射装置的本振信号的频率充分地匹配，都可以纠正DC偏移。因此，无线接收机的DC偏移问题就得以消除，使与DC偏移相关的潜在错误得到降低。

图7是根据本发明实施例的无线接收机中进行DC偏移补偿的方法的流程图。如图7所示，该方法开始于步骤170，在该步骤中对低IF信号进行解调以产生解调后的数据。然后进行步骤172，确定解调后数据的DC偏移。这个确定过程按照步骤178和180所示的方法完成。在步骤178，确定解调后数据的波峰和波谷的幅值。根据波峰和波谷的幅值，确定解调后数据的中点值。然后进行步骤180，波峰和波谷幅值的中点可以参照零幅值进行解释以确定DC偏移。

回到流程图的主流程，进行步骤174，根据DC偏移确定本振信号的调整值。然后进行步骤176，根据本振信号调整值调整本振信号的频率。

图8是根据本发明实施例，进一步描述图7所示逻辑图中本振信号产生的流程图。如图8所示，该过程开始于步骤190，产生参考信号。然后进行步骤192，根据参考信号和反馈信号之间的相位和/或频率差异产生差异信号。之后，进行步骤194，从差异信号中产生充电或放电信号。

接下来进行步骤196，对充电或放电信号进行低通滤波，以产生滤波后的充电或放电信号。之后进行步骤198，根据滤波后的充电或滤波后的放电信号产生本振信号。作为选择，由自校时钟模块产生的本振信号可以称为恢复时钟。然后进行步骤200，通过将本振信号的频率除以一个除数而产生一个反馈信号。该除数对应于预定的本振值和基于DC偏移纠正信号的分数调整值。该预定的本振值表示从未考虑DC偏移的参考信号产生本振信号所需的除数。分数调整值可以使该除数得到调整，如此，接收机本振信号的频率充分地可与发射无线装置的本振信号的频率相匹配。

反馈信号的纠正可参考步骤202-208进一步描述。在步骤202，可基于该除数从本振信号或VCO输出信号产生反馈信号，该除数包括整数值部分和分数值部分。然后进行步骤204，通过对本振值的分数部分和分数调整值的和进行Δ∑调制而产生分数值。下面再进行步骤206，根据本振值产生本振值的分数部分。之后进行步骤208，根据DC偏移纠正信号产生分数调整值。这一步骤可通过利用查找表根据DC偏移纠正信号检索多个分数调整值中的一个值并存储该分数调整值来完成。作为选择，分数调整值还可根据DC偏移纠正信号通过计算而得出。

根据本发明的另一实施例，接收机可包括低噪声放大器(LNA)、下变频转换混频模块、本振模块、带通滤波器、解调器模块和DC偏移估计模块。低噪声放大器、下变频混频模块、带通滤波器和解调器模块可操作地连接以从接收到的RF信号中重获数据。本振模块可操作地连接以根据参考信号和DC偏移纠正信号产生本振信号。DC偏移估计模块可操作地连接以根据确定的DC偏移量来产生DC偏移纠正信号。DC偏移估计模块可以在对本振进行补偿之前，如在测试序列期间或在前同步码期间，确定DC偏移量。因此，初始时，本振可根据参考信号产生本振信号，一旦确定了DC偏移纠正信号，可根据确定的DC偏移量调整接收机的本振信号频率，使其充分地与发射无线装置的本振信号频率相匹配。

前面的讨论介绍了直接补偿无线接收机中的DC偏移的方法和装置。通过调整无线接收机的本振信号的频率以充分地与发射无线装置的本振信号频率相匹配，可以有效地去除无线接收机中的DC偏移。因此，与DC偏移相关的错误得以消除。从本发明公开的内容中还可以导出其它实施例，这些实施例也落在本发明的权利要求范围内。

图9A是蓝牙数据包结构的示意图，本发明的实施例可采用这种蓝牙数据包。如图9A所示，典型的蓝牙数据包900的一般分组结构格式包括信道访问码902、报头904、同步序列906和有效载荷908。就此而言，蓝牙数据包900的一部分也可称为字段。信道访问码902是蓝牙数据包900的一部分，它可用于识别特定信道上的数据包和/或排除或忽略相同RF载波上的不同物理信道中的数据包。例如，在相同的物理信道上传输的数据包具有相同的访问码。

信道访问码902包括72比特或68比特，例如当采用缩减访问码格式时是68比特。在接收机设备中，利用滑动相关器(sliding correlator)使信道访问码902的至少一部分相互关联。滑动相关器可生成一触发信号以便当超出阈值水平时，指示信道访问码的匹配已发生。

报头904是蓝牙数据包900的一部分，当一特定的数据包发送给接收设备时，报头904用于告知该接收设备有关的信息，例如：数据包的类型、排序数据包流用的数据包连续标号和/或该数据包路由到此设备的方式。报头904可用在支持物理链路、逻辑传输和逻辑链路的物理信道中。例如，报头904可利用1/3率的前向纠错(FEC)重复码来实现。就此而言，对于1/3率的FEC重复码，报头904中的18比特内容可重复3次从而生成54比特长的报头904。

同步序列906是蓝牙数据包900的一部分，用于同步有效载荷908的内容。当有效载荷908部分的调制方式与蓝牙数据包900的其它部分的调制方式不相同的情况下，必须要进行同步处理。同步序列906包括多个字符，并且第一或参考字符和最末字符之间的相位旋转是固定的。例如，同步序列906的持续时间可为11微秒(μs)，从第一参考字符到最后末字符的相位旋转可为3π/2。有效载荷908是蓝牙数据包900的一部分，用于传递用户信息。同步序列906和有效载荷908的位长共计可达2745比特。

信道访问码902和报头904可采用频移键控调制(FSK)方式进行调制。这种调制方式可用来提供支持增强型数据速率(EDR)(例如2Mbps的传输或3Mbps的传输)的系统与支持较低数据速率的系统之间的向后兼容。从这点而言，支持较低数据速率的接收设备能够从该信道访问码902和报头904中确定当前的传输是打算发送给较高数据速率的设备的。当采用FSK调制方式时，将产生多个能量相等的正交信号波形，它们的频率可能不相同。用于调制信道访问码902和报头904的FSK调制方式可以是高斯FSK(GFSK)调制方式，其中将要调制的信号可采用高斯滤波器进行滤波。

同步序列906和有效载荷908可采用相移键控(PSK)调制方式进行调制。在采用PSK调制方式时，将产生多个能量相等的正交信号波形，它们的相位是不同的。用于调制同步序列906和有效载荷908的PSK调制方式可以是微分PSK(DPSK)调制方式，其中会利用到微分编码的相位信息。DPSK调制方式可以是8-DPSK调制或π/4-DPSK调制。8-DPSK可用于3Mbps的传输，π/4-DPSK调制方式可用于2Mbps的传输。

用于信道访问码902和报头904的基于FSK的调制方式比起用于同步序列906和有效载荷908的基于PSK调制方式，调制所需要的信噪比(SNR)更大。例如，在某些情况下，基于FSK的调制方式为得到1e-3的误码率需要14dB的信噪比，而基于PSK的调制方式要达到1e-4的误码率只需要10dB的信噪比。由于FSK调制方式提供了与先有技术的向后兼容，因而它可用于调制信道访问码902和报头904，即便FSK调制方式会导致比PSK调制方式更高的信噪比需求。

图9B是根据本发明实施例的蓝牙数据包结构中信道访问码部分的示意图。如图9B所示，图9A所示的信道访问码902包括前同步码910、同步字912和尾码914。前同步码包括一个固定的4字符0-1模型，用于帮助进行DC偏移补偿。当同步字912的第一字符是逻辑1时，该固定的0-1模型可以是1010，而当同步字912的第一字符是逻辑0时，该固定的0-1模型可以是0101。同步字912可包括64比特的编码字，可提供良好的自动相关特性以改进定时采集(timing acquisition)。从这点而言，同步字912可用于使输入数据包与接收设备中的本地定时信号同步。尾码914包括一个固定的4字符0-1模型，用于帮助进行扩展的DC偏移补偿。当同步字912的末尾字符是逻辑0时，该固定的0-1模型可以是1010，而当同步字912的末尾字符是逻辑1时，该固定的0-1模型可以是0101。

图10是根据本发明实施例用于在射频接收机中调整DC偏移限幅点的输入波形追踪的示意图。图10中示出了正采集包(posEnvAcq)1002a、负采集包(negEnvAcq)1002b、正跟踪包(posEnvTrk)1004a、负跟踪包(negEnvTrk)1004b、输入信号(In)1012、输出信号(Out)1010、跟踪信号(Trk)1006。在图10的示例中，由于DC偏移限幅点(slice point)的位置低于垂直轴上DC的0参考点，因而属于接收机频率低于发射机频率的情形。

采集包posEnvAcq1002a和negEnvAcq1002b可以快速响应输入信号In1012的改变。当输入信号In 1012增加时，正采集包posEnvAcq 1002a可快速跟随输入信号，而当信号减小时不快速跟随。当输入信号In 1012减小时，负采集包negEnvAcq 1002b可快速跟随输入信号，而当信号增加时不快速跟随。这将在图11中举例说明。跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b慢速响应输入信号In 1012的改变。这将在图12中举例说明。

跟踪包可当作输入信号In 1012的阻尼响应信号。输出信号Out 1010可以从采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b和/或跟踪包posEnvTrk1004a和negEnvTrk 1004b中生成。当对同步字进行识别和同步之后，跟踪信号Trk 1006可以指示何时发生跟踪。从这点而言，同步发生在1008，在这一时间，可以断言跟踪信号Trk 1006。采集模式在跟踪信号Trk 1006断言之前发生，而跟踪模式在跟踪信号Trk 1006断言之后发生。

在操作中，输入信号In 1012可转换成数字值，并可对对该数字值进行处理以生成采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b、及跟踪包posEnvTrk1004a和negEnvTrk 1004b。在采集期间，输出信号Out 1010可以是上述四种包的加权平均值。因而，输出信号Out 1010可以是：

Out＝(posEnvAcq 1002a+negEnvAcq 1002b)＊(AcqWeight)

+(posEnvTrk 1004a+negEnvTrk 1004b)＊(TrkWeight)

加权值AcqWeight和TrkWeight在设计和/或执行上是相互依赖的。因此，可将输入信号In 1012与输出信号Out 1010相比，则输出信号Out 1010的值在此时对于输入信号In 1012而言即为限幅点。如果输入信号In 1012的值比限幅点的值高，或比此时的输出信号Out 1010的值高，则该信号可标识为逻辑1。类似地，信号值低于限幅点值可标识为逻辑0。

同步期之后，例如，当在同步点1008之后断言有跟踪信号Trk 1006，输出信号Out 1010可以是两跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b的平均值。就此而言，输出信号Out 1010可以是：

Out＝[(posEnvTrk 1004a+negEnvTrk 1004b)/2.

然而，仍然总是希望在同步期之后，能利用所有四种包生成输出信号Out 1010。例如，当输入信号In 1012迅速变化时，输出信号Out 1010可利用所有四个包生成。

本发明的实施例虽然是以具体的数字值为例，但本发明并不必局限于此。限幅点可以采用数字电路、逻辑电路和/或处理器(如可执行程序代码的数字信号处理器(DSP))来确定。另外，本发明的实施例还可利用数字硬件、逻辑硬件和/或DSP的结合来实现。

以下是根据本发明一个实施例中用于生成DC偏移估计值的代码清单，用以调整RF接收机中的DC偏移限幅点。

//BP1

if(InaRssiOut＜p.LnaThresh){

VposEnvTrk＝0；

VnegEnvTrk＝0；

}

//BP2

//Accumulate for tracking

VposEnvTrk+＝(Input＞double(TI(VposEnvTrk)))？TT(IrgEnvDelta):

TT(-smlEnvDelta)；

VnegEnvTrk+＝(Input＜TI(VnegEnvTrk))？TT(-IrgEnvDelta):TT(smlEnvDelta)；

//BP3

if(！acqTrkZ){//While Waiting to sync

//Get the direction of input change

sigSlope＝((Input-InputZ)＞＝0)；

sigZero＝(Input＝＝InputZ)；

//BP4

//Slope direction change means extremum detected

if(((sigSlopeZ！＝sigSlope)||(sigZero！＝sigZeroZ))&&！sigZero){

//Some useful differences

pDiff＝TI(VposEnvAcq)-InputZ；

nDiff＝InputZ-TI(VnegEnvAcq)；

//BP5

if(！sigSlope){//If Max...

//BP6

if(pDiff＜0)

VposEnvAcq＝InputZ；

//BP7

else if((nDiff＞(p.acqThreshSel？12:8))&&(nDiff＞＝0))

VposEnvAcq-＝pDiff/(pDiff＞6)？2:(pDiff＞2)？4:8)；

}

else{//Else if min...

//BP8

if(nDiff＜0)

VnegEnvAcq＝InputZ；

//BP9

else if((pDiff＞(p.acqThreshSel？12:8))&&(pDiff＞＝0))

VnegEnvAcq+＝nDiff/((nDiff＞6)？2:((nDiff＞2)？4:8))；

}

//BP10

Output＝(TI(VposEnvAcq)+TI(VnegEnvAcq))＊p.AcqWgt

+(TI(VposEnvTrk)+TI(VnegEnvTrk))*p.TrkWgt；

}

//BP11

//Register update

sigSlopeZ＝sigSlope；

sigZeroZ＝sigZero；

}

//BP12

else if(p.enDefault) //After sync

Output＝(TI(VposEnvTrk)+TI(VnegEnvTrk))/2；//.

在上面的代码中，使用的所有变量都具有符号值。然而，本发明不必局限于这种方式。变量所采用的特定的类型取决于所使用的处理器的类型。此外，TI和TT可以是模板的一部分，其允许按功能性说明对变量进行定义。例如，变量可以具有固定点变量的特征，其小数点左边的比特数可以是固定的。

相应地，在上面的代码中，在BP1行，将输入信号强度变量InaRssiOut的值与阈值变量p.LnaThresh的值进行比较。如果输入信号强度变量InaRssiOut的值小于阈值变量p.LnaThresh的值，则通过将变量VposEnvTrk和VnegEnvTrk的值设置为0而进入采集状态。这两个变量对应于跟踪包posEnvTrk 1004a和negEnvTrk 1004b。

在BP2行，将当前输入变量Input的值与变量VposEnvTrk和VnegEnvTrk的值进行比较。如果输入变量Input的值大于变量VposEnvTrk的值，则变量VposEnvTrk增加适当的量IrgEnvDelta。如果输入变量Input的值小于或等于变量VposEnvTrk的值，则变量VposEnvTrk将减少适当的量smlEnvDelta。类似地，如果输入变量Input的值小于变量VnegEnvTrk的值，则变量VnegEnvTrk的值将减少适当的量IrgEnvDelta。如果输入变量Input的值大于或等于变量VnegEnvTrk的值，则变量VnegEnvTrk的值将增加适当的量smlEnvDelta。在这种方式中，变量VposEnvTrk和VnegEnvTrk的值的增加和减少的量都是固定值。这些值在设计和/或执行上是相互依赖的。

在BP3行，对变量ackTrkZ进行检验。0值表示采集模式正在进行中。非0值表示跟踪模式正在进行中。因此，如果采集模式在进行中，则应用BP3行到BP11行所描述的代码。若采集模式不在进行中，亦即跟踪模式在进行中，则应用BP12行所描述的代码。因此，如果采集模式在进行中，如果变量Input的值大于或等于先前的输入变量InputZ，则对变量sigSlope赋予1。否则，对变量sigSlope赋予0。

此外，如果变量Input的值等于先前的输入变量InputZ，变量sigZero将被赋予1。否则，变量sigZero将被赋予0。变量sigSlope的值为1表示输入信号的斜率是平的或正在上升。变量sigSlope的值为0表示输入信号的斜率正在下降。变量sigZero的值为1表示输入信号没有变化，而变量sigZero的值为0表示输入信号有变化。

在BP4行，确定是否有斜率方向的改变被检测到。这可表示本地最大值和本地最小值(两者都可称为极值)已经检测到。为了识别这种状态，程序代码可确定输入信号值是否有变化，是否变量sigSlope的值从1变到0，或相反从0变到1，或者是否变量sigZero的值从从1变到0，或相反从0变到1。如果检测到极值，则应用BP4行到BP10行剩余部分所描述的代码。否则，代码的执行将跳到BP11行所描述的代码。

因此，如果检测到极值，将变量VposEnvAcq的值减去先前输入变量InputZ的值后赋予给变量pDiff，将先前输入变量InputZ的值减去VnegEnvAcq的值后赋予给变量nDiff。这两个变量VposEnvAcq和VnegEnvAcq对应于采集包posEnvAcq 1002a和negEnvAcq 1002b。在BP5行，可以确定是否变量sigSlope的值为0，即是否变量sigSlope显示斜率是下降的。由于斜率的方向有变化，先前的斜率是上升的。这表示已经检测到本地最大值。因此，变量VposEnvAcq的值需要改变。在BP6行，确定变量pDiff的值是否小于0，即变量VposEnvAcq的值是否小于先前的输入变量InputZ。如果是，则变量VposEnvAcq的值将设置成先前的输入变量InputZ的值。如果变量pDiff的值不小于0，则在BP7行确定变量nDiff的值是否大于所选的阈值。将要选择的特定阈值，和已选用的特定阈值，在设计和/或执行上是相互依赖的。

如果变量nDiff的值大于所选的阈值，则变量VposEnvAcq的值将减少一定数量，该数量与变量VposEnvAcq的值大于先前的输入变量InputZ的值的数量相关。相应地，当变量VposEnvAcq的值可以设置成等于较高的输入信号值时，它不会设置成等于较低的输入信号值。更确切地，变量VposEnvAcq的值的减少量与变量VnegEnvAcq的值有关，并与先前的输入信号值比变量VposEnvAcq的值大多少有关。

在BP8行，由于检测到极值，且它不是本地最大值，将对检测到的本地最小值进行类似的处理过程。如果变量nDiff的值小于0，即如果先前的输入变量InputZ的值小于变量VnegEnvAcq的值，则变量VnegEnvAcq的值将设置为先前的输入变量InputZ的值。如果变量nDiff的值不小于0，则根据BP9行，确定变量pDiff的值是否大于所选的阈值。将要选择的特定阈值，和已选用的特定阈值，在设计和/或执行上是相互依赖的。

如果变量pDiff的值大于所选的阈值，则变量VnegEnvAcq的值将增加一定数量，该数量与先前的输入变量InputZ的值大于变量VnegEnvAcq的值的数量相关。相应地，如果先前的输入变量InputZ的绝对值大于变量VnegEnvAcq的绝对值，变量VnegEnvAcq的值可以设置成等于先前的输入变量InputZ的值。否则，变量VnegEnvAcq的值所增加的数量与先前的输入变量InputZ的绝对值比变量VnegEnvAcq的绝对值大多少有关。

在BP10行，变量Output由两项相加而产生。第一项是这样生成的：将变量VposEnvAcq的值与变量VnegEnvAcq的值相加，然后乘以采集权重。第二项是这样生成的：将变量VposEnvTrk的值与变量VnegEnvTrk的值相加，然后乘以跟踪权重。变量Output对应于输出信号Out 1010，是DC偏移的值。在BP11行，变量sigSlopeZ和变量sigZeroZ将分别被赋予变量sigSlope和变量sigZero的值。

在BP12行，如果采集模式未在进行中，确定是否采用跟踪状态计算来得到变量Output。通常都是能用的。变量Output的跟踪状态计算将对VposEnvTrk和VnegEnvTrk两个变量取平均值。

图11A是根据本发明实施例的无线收发装置和调制解调器的框图。如图11A所示，该收发机系统包括天线1102、无线收发装置1104、调制解调器1106和处理器1108。天线1102用于以至少一个射频频率接收和发射信息。无线收发装置1104包括适当的逻辑、电路和/或代码，其用于产生将要发射和/或接收的信号。无线收发装置1104包括锁相环(PLL)修正寄存器1110，用于改变和/或修改本振的频率。调制解调器1106括适当的逻辑、电路和/或代码，其用于在发射之前或接收之后对数字信息进行处理。处理器1108括适当的逻辑、电路和/或代码，其用于控制无线收发装置1104和/或调制解调器1106的至少一部分操作。

在操作中，当估计到由于RF发射机频率f_T和无线收发装置1104的接收器频率f_R之间的差异而引起DC偏移时，调制解调器1106可调整锁相环(PLL)修正寄存器1110。在这种情况下，调制解调器1106可以通过频率调整信号和/或计数信号来显示无线收发装置1104需要提高或需要降低本振频率以与RF收发机的频率相匹配。例如，无线收发装置1104名义上的本振频率为2.412GHz，其可工作在2.412125GHz。调制解调器1106可指示降低在限幅操作中确定的DC偏移估计，当所支持的最大偏移为+/-65KHz或30ppm(百万分之一)时，例如，锁相环(PLL)修正寄存器将被更新到2.412060GHz的本振频率。

图11B是根据本发明实施例的用于频率粗调的无线收发装置和调制解调器的框图。图11B更详细地示出了图11A中无线收发装置1104和调制解调器1106。无线收发装置1104包括低噪声放大器(LNA)1114、混频器1116、滤波器1118、模数转换器(ADC)1120、本振(LO)1112和锁相环(PLL)修正寄存器1110。低噪声放大器1114实质上与图3中的LNA 72相同。混频器1116实质上与图3中的下变频转换模块70相同。滤波器1118实质上与图3中的滤波/增益模块68相同。ADC1120实质上与图3中的模数转换模块66相同。本振1112实质上与图3中的本振模块74相同。本振1112可生成具有某种频率的信号。

调制解调器1106包括解调器1122、计时和恢复模块1124和DC偏移估计器1126。解调器1122实质上与图3中的IF解调器102相同。计时和恢复模块1124实质上与图3中的计时和恢复模块108相同。DC偏移估计器1126实质上与图3中的DC偏移估计模块104相同。

在操作中，RF信号的频率为RF发射机的频率f_T并由低噪声放大器1114放大。然后，放大后的信号在混频器1116中由本振1112产生的基于接收机频率fR的信号进行下变频转换。下变频转换后信号经滤波器1118滤波并经ADC 1120数字化。之后，数字化信息由调制解调器1106中的解调器1122解调。DC偏移估计器1126利用解调后信号携带的信息产生一个粗调信号，用于修改无线收发装置1104中的锁相环修正寄存器1110中的内容。对寄存器值的更新会改变接收机的频率，将其调整在特定的阈值范围内。

图12是根据本发明实施例在数字接收机中进行频率反馈调整的流程图。如图12所示，在开始步骤1202之后，在步骤1204，根据在图11B中的DC偏移估计器1126中进行的限幅处理的结果而确定的DC偏移估计值，确定和估计RF接收机和RF发射机之间的频率差异或频率偏移。在步骤1206，根据技术规范和/或要求选择DC偏移阈值和/或相应的频率偏移阈值。例如，在一些情况下，蓝牙应用的频率偏移估计值不会超过+/-30KHz，或预期频率的相应百万分率(ppm)。所采用的阈值包括其端点，也就是说，如果当前DC偏移估计值或频率偏移估计值等于阈值，认为是在可接受的范围之内。例如，当阈值范围是+/-30KHz，则+30KHz的DC偏移估计值可认为是包含在阈值范围内，而-30.05KHz的DC偏移估计值认为是超出了阈值范围。在另一个例子中，阈值不包括其端点。例如，当阈值范围是+/-30KHz，则认为+30KHz的DC偏移估计值超出了阈值范围。

在步骤1208，确定当前DC偏移估计值或频率偏移估计值是否大于所选择的阈值。在当前DC偏移估计值或频率偏移估计值小于该阈值时，流程1200进行到结束步骤1212，无需对RF接收机的频率进行调整。在当前DC偏移估计值或频率偏移估计值大于该阈值时，流程1200进行步骤1210。阈值的范围可以是对称的，也可以是不对称的。例如，不对称的阈值范围可以是-29.5KHz/+29.75KHz，而对称的阈值范围可以是-29.5KHz/+29.5KHz。阈值也可以动态地选择，以使RF接收机的操作更加灵活。在步骤1210，通过监视图9A中的报头904和根据对报头904监视的结果修改锁相环修正寄存器1110，可以调整接收机的频率地f_R。由于报头904采用的是1/3率的FEC，报头内容的每一比特都重复3次，因而报头904提供了很好的监视区。缓慢地调整接收机频率f_R，这样不会影响限幅处理过程。一旦RF接收机频率调整到要求和/或规定必需的范围之内，流程1200将进行结束步骤1212。

本发明的一个实施例提供了一种可机读存储器，其上存储有计算机程序，该计算机程序包括至少一个用于信号处理的代码段。该至少一个代码段可由机器执行，使得该机器执行本申请介绍的在数字接收机中进行频率反馈调整的步骤。

本文所描述的方案能使RF接收机在一些情况下，不需要均衡器进行操作。从这点而言，RF接收机的功耗将得到最小化，和/或RF接收机的整体成本得到降低。

本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。在计算机系统中，利用处理器和存储单元来实现所述方法。

本发明还可以嵌入计算机程序产品，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后，a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同材料形式再现，实现特定功能。

本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims

1.一种信号处理的方法，包括：

由调制解调器在处理蓝牙数据包的信道访问码部分的期间监测发射机的频率；

由调制解调器的直流偏移估计模块确定所述发射机频率与接收机频率之间的直流偏移估计值；

当所述确定的直流偏移估计值超过阈值范围时，所述直流偏移估计模块根据所述确定的直流偏移估计值产生直流偏移纠正信号并反馈到本振模块，所述调制解调器通过所述直流偏移估计模块确定本振模块需要调整的值而在处理所述蓝牙数据包的报头部分的期间调整所述接收机的频率。

2.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，还包括动态地修正所述阈值的所述范围。

3.根据权利要求1所述的的信号处理方法，其特征在于，所述阈值的所述范围是对称的。

4.根据权利要求1所述的的信号处理方法，其特征在于，还包括动态地调整所述接收机的频率。

5.根据权利要求1所述的的信号处理方法，其特征在于，还包括产生一个用于降低所述接收机频率的频率调整信号。

6.根据权利要求1所述的的信号处理方法，其特征在于，还包括产生一个用于提高所述接收机频率的频率调整信号。

7.一种用于信号处理的系统，包括：

所述调制解调器的直流偏移估计模块确定所述发射机频率与接收机频率之间的直流偏移估计值；

当所述确定的直流偏移估计值超过阈值范围时，所述调制解调器的直流偏移估计模块根据所述确定的直流偏移估计值产生直流偏移纠正信号并反馈到本振模块，所述调制解调器通过所述直流偏移估计模块确定本振模块需要调整的值而在处理所述蓝牙数据包的报头部分的期间调整所述接收机的频率。

8.根据权利要求7所述的用于信号处理的系统，其特征在于，所述调制解调器动态地修正所述阈值的所述范围。

9.根据权利要求7所述的用于信号处理的系统，其特征在于，所述阈值的所述范围是对称的。

10.根据权利要求7所述的用于信号处理的系统，其特征在于，所述调制解调器动态地调整所述接收机的频率。