CN1627652A - 多频段电子电路的设计方法与电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种具有至少一晶体管的多频段电子电路(Multi－band electronic circuit)的设计方法与电路。所提议的方法包含下列步骤：(a)改变电路晶体管的输入端与输出端间电容值；以及(b)随改变的电容值获得电路的共振频率使在多频段间切换。一种包含至少一晶体管具一输入端且有一电感电连接到该输入端的多频段放大器(Multi－band amplifier)其设计方法与电路也被提出。该方法包含下列步骤：改变晶体管偏压；以及随改变的偏压切换晶体管输入阻抗与电感的共振频率使在多频段间切换。由于使用电流或电压或晶体管的输入端与输出端间电容值来切换频段，本发明相对于现有的技术，不需使用芯片外的电感及电容，且不用额外打线，有助于合格率及产量的提升。
Description
【技术领域】
本发明系有关于一种多频段电子电路(Multi-band Electronic Circuit)，特别是有关于多频段电子电路的设计方法与电路。
【背景技术】
无线通信产业已演进至多种标准/多种服务的境地，例如GSM行动电话使用900MHz/1.8GHz/1.9GHz频段、全球定位系统(Global Position System，GPS)使用1.5GHz频段而无线区域网络(Wireless Local Area Network，WLAN)使用2.4GHz/5.2GHz/5.7GHz频段。因此最好能将多种标准整合在同一收发机芯片中，也即要能设计制作出多频段收发机。 设计多频段收发机最主要的挑战，在于增进通信机的功能的同时，能使用最少额外的电路，譬如像是低噪声信号放大器(LNAs)。
现有设计多频段收发机的策略是，针对某一频段就设计符合该频段的低噪声信号放大器。如此，则不可避免的增加了成本、功率消耗及尺寸因子(formfactor)。换言之，要设计能使用0.9GHz，1.8GHz，1.9GHz频段的三频收发机，就须设计三组低噪声信号放大器以因应三种不同频率。因此在设计低噪声信号放大器时，与其相关的增益、噪声信号指数(Noise Figure)、输入阻抗及输出阻抗，都是对某一特定频段来做设计。如此一来，多频段收发机的尺寸因子(form factor)及功率消耗，都要比单频段收发机大许多。例如，请参看图1所示传统整合多频段的超外差式接收机：从天线100、频段选择滤波器101(102为带通滤波器)、低噪声信号放大器103、镜像消除滤波器104(105为带通滤波器)、具一本地振荡器信号输入106的混波器到频道选择滤波器107(108为带通滤波器)，为应用频段一的独立接收路径。从天线109、频段选择滤波器110(111为带通滤波器)、低噪声信号放大器112、镜像消除滤波器113(114为带通滤波器)、具一本地振荡器信号输入115的混波器到频道选择滤波器116(117为带通滤波器)，为应用频段二的独立接收路径。从天线118、频段选择滤波器119(120为带通滤波器)、低噪声信号放大器121、镜像消除滤波器122(123为带通滤波器)、具一本地振荡器信号输入124的混波器到频道选择滤波器125(126为带通滤波器)，为应用频段三的独立接收路径。
以应用频段一的独立接收路径来做说明，信号由天线100接收进来之后，先经过频段选择滤波器101来滤除应用频段一外的频段，然后再经由下一级的低噪声信号放大器103来放大信号且减低噪声信号的增加。再接下来由镜像消除滤波器104来消除镜像频率处的噪声信号，经降频后，由频道选择滤波器107挑选应用频段一中的某一频道。接下来是应用频段一、应用频段二及应用频段三共用的电路部份，包含：混波器127、模拟-数字转换器128及数字信号处理器129并连接到频道选择滤波器107/116/125。信号在确认为某一应用频段之后，再降频并利用模拟-数字转换器128来将信号数字化，最后由数字信号处理器129来处理已数字化的信号。
由以上的叙述可知，在整合多频段应用的接收机时，传统的做法是将各频段应用电路分别设计，再全部放在一起。而接收机中的关键电路低噪声信号放大器，也须要针对不同频段而设计。这样一来整个电路的尺寸因子(form factor)及功率消耗势必大大增加。在以往所发表的论文中，对于整合多频段应用的电路，都是采用这样子的做法(也即，使用不同低噪声信号放大器来处理不同频段)，可参照下列文献：
一、S.Wu氏和B.Razavi氏在1998年十二月于IEEE JSSC上(2178至2185页)发表的论文：“A 900-MHz/1.8-GHz CMOS receiver for dual-bandapplications，”。
二、R.Magoon氏，I.Koullias氏，L.Steigerwald氏，W.Domino氏，N.Vakillian氏，E.Ngompe氏，M.Damgaard氏，K.Lewis，和A.Molna氏在2001年二月于ISSCC Digest of Technical papers上(408至409页)发表的论文：“A triple-band 900/1800/1900MHz low-power image-rejectfront-end for GSM，”。
三、K.L.Fong氏在1999年二月于ISSCC Digest of Technical papers上发表的论文：“Dual-band high-linearity variable-gain low-noiseamplifiers for wireless applications，”。
最近H.Hashemi氏和A.Hajimiri氏在2002年一月于IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques上(288至301页)发表的论文：“Concurrent Multiband Low-Noise Amplifiers-Theory，Design，andApplications，”乃有关使用同一低噪声信号放大器来处理多频段信号的设计方法。此种多频段的低噪声信号放大器由于可以使用同一低噪声信号放大器满足不同频段的要求，所以在多频段应用的整合上，可以简化收发机的设计(不须要设计多个不同的低噪声信号放大器)。整个电路的尺寸因子(form factor)及消耗功率都可降低，其对于电路的商品化是非常有利的。
H.Hashemi氏和A.Hajimiri氏所提出的低噪声信号放大器的设计方法不同于传统低噪声信号放大器的设计方法。传统低噪声信号放大器的设计方法，请参照图2。利用源极电感207产生输入阻抗匹配所需的电阻值(通常为50Ω)，再利用电感201，使其与看入栅极端的总输入电容值达成共振于所欲频段。输出端处则使用电感204和电容208所构成的共振LC腔，选择出所欲的频段。
关于上述H.Hashemi氏和A.Hajimiri氏所提出的多频段低噪声信号放大器的设计方法，请参照图3。在输入端处，除了使用现有可产生输入阻抗匹配所需的电阻值(通常为50Ω)的电感310及可达成共振于所欲频段的电感304外，其又增设了并联组合的电感301及电容302。目的在于增加另一共振频率，达成多频段输入匹配的功能。在输出端处，除了使用现有由电感312及电容313并联所组成的共振LC腔外，也增设了并联组合的电感307及电容306。目的也在于增加另一共振频率，达成选择所欲多频段的功能。简言之H.Hashemi氏和A.Hajimiri氏乃以增加电感及电容的数量来达成多频段应用的功能。这样的设计方法有不少如下述的缺点。
首先，此设计一共用了五个电感(即电感301、电感304、电感307、电感310和电感312，其中电感301和电感304为芯片外的电感)和三个电容(包括电容302、电容306和电容313，其中电容302为芯片外的电容)，比起传统低噪声信号放大器的设计(请参考图2，具三个芯片上的电感：201、204、207和一个芯片上的电容：208)要多了两个电感和两个电容。由于电感、电容数目的增加，甚至使用到芯片外的电感、电容(比在芯片上的电感、电容面积要大很多)，整个电路的尺寸因子(form factor)急遽增加，而且没有办法将整个设计制造于同一芯片上。芯片外的电感及电容须额外的打线及配线，增加成本且降低可靠度，这对于集成电路的量产和商品化是相当不利的。在设计低噪声信号放大器的时候，通常会尽量减少电感的使用，一来是因为电感所占珍贵的芯片面积很大，二来是在芯片上的电感其品质因子(Quality Factor)不高，会造成噪声信号指数的劣化。所以在设计低噪声信号放大器时，一般是要尽量避免使用电感。而H.Hashemi氏和A.Hajimiri氏所提出的方法却是增加电感的使用。
因此非常需要有一种新的不增加尺寸因子(form factor)及元件数量且不需额外打线、配线的多频段放大器。
【发明内容】
本发明的目的在提供一种多频段电子电路的设计方法及电路。
本发明的另一目的在提供一种多频段放大器的设计方法及电路。
根据本发明的构想，一种具有至少一晶体管的多频段电子电路的设计方法，其系包含下列步骤：(a)改变该电子电路该至少一晶体管的输入端与输出端间电容值；以及(b)获得电子电路的共振频率，使其从第一频段切换到第二频段以因应该改变电容值而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
根据上述构想，该晶体管系为双极晶体管与场效晶体管两者之一。
根据上述构想，该双极晶体管的输入端与输出端分别系为该双极晶体管的基极端与集极端。
根据上述构想，该场效晶体管的输入端与输出端分别系为该场效晶体管的栅极端与漏极端。
根据上述构想，该步骤(a)乃通过一串联电性连接的一开关与一电容的组合而达成，该组合与该输入端与该输出端间并联电性连接。
根据上述构想，该步骤(a)乃通过与该输入端与该输出端间并联电性连接之一可变电容器而达成。
根据本发明的另一构想，一种多频段电子电路，其系包含：一晶体管；一第一电感与该晶体管输入端电性连接；以及一电容可变元件电性连接于该晶体管输入端与输出端之间，其中通过改变该电容可变元件的电容值，使该电子电路一共振频率由第一频段切换至第二频段，以因应该改变电容值而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
根据上述构想，该电容可变元件系为一串联电性连接的一开关与一电容的组合及一可变电容器两者之一。
根据上述构想，该晶体管系为双极晶体管与场效晶体管两者之一。
根据上述构想，该双极晶体管的输入端与输出端分别系为该双极晶体管的基极端与集极端，且该双极晶体管的射极端电性连接接地。
根据上述构想，该电子电路进一步包含一第二电感具一端电性连接该双极晶体管该射极端，且其另一端电性连接接地。
根据上述构想，该场效晶体管的输入端与输出端分别系为该场效晶体管的栅极端与漏极端，且该场效晶体管的源极端电性连接接地。
根据上述构想，该电子电路进一步包含一第二电感具一端电性连接该场效晶体管的源极端，且其另一端电性连接接地。
根据本发明的又一构想，一种多频段电子电路，其系包含：一第一晶体管具一输入电极端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；一第一电感与该第一晶体管该输入电极端电性连接；一第一电阻具一端与该第一晶体管该第二电极端电性连接；一第一电源供应与该第一电阻另一端电性连接；一电容具一端电性连接于该第一晶体管该第二电极端；一第二晶体管具一输入电极端电性连接于该电容另一端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；一第二电阻具一端与该第二晶体管该第二电极端电性连接；一第二电源供应与该第二电阻另一端电性连接；一第三电阻电性连接于该第二晶体管该输入电极端与该第二电极端间；以及一电容可变元件电性连接于该第一晶体管该输入电极端与该第二电极端间，其中通过改变该电容可变元件的电容值，使该电子电路从该第一晶体管输入电极端看入的输入阻抗与该第一电感的一共振频率由第一频段切换至第二频段，以因应该改变电容值而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
根据上述构想，该电容可变元件系为一串联组合的一开关与一电容器及一可变电容器两者之一。
根据上述构想，该电子电路进一步包含一第二电感具一端电性连接该第一晶体管的第一电极端，且其另一端电性连接接地。
根据上述构想，该第一与第二晶体管系为二双极晶体管与二场效晶体管两者之一。
根据上述构想，该二双极晶体管的每一个的输入电极端、第一电极端与第二电极端分别系为这些双极晶体管的基极端、射极端与集极端。
根据上述构想，该二场效晶体管的每一个的输入电极端、第一电极端与第二电极端分别系为这些场效晶体管的栅极端、源极端与漏极端。
根据本发明的又一构想，一种多频段放大器电子电路的设计方法，其中该电子电路其系包含：至少一具有一输入端的晶体管以及一电感与该至少一晶体管该输入端电性连接，其系包含下列步骤：改变该电子电路中该至少一晶体管偏压；以及切换该至少一晶体管的输入阻抗与该电感的共振频率，使其从第一频段至第二频段，以因应该改变偏压而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
根据上述构想，该晶体管系为双极晶体管与场效晶体管两者之一。
根据上述构想，该双极晶体管的输入端系为该双极晶体管的基极端。
根据上述构想，该双极晶体管的偏压系为选自一基极端偏压电流、一该双极晶体管集极端偏压电流、一该双极晶体管射极端偏压电流与一该基极端偏压电压其中的任一。
根据上述构想，该场效晶体管的输入端系为该场效晶体管的栅极端。
根据上述构想，该场效晶体管的偏压系为一该场效晶体管从漏极端到源极端偏压电流与一该栅极端偏压电压两者之一。
根据本发明的又一构想，一种多频段放大器电子电路，其系包含：一第一晶体管具一输入电极端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；一电感与该第一晶体管该输入电极端电性连接；一第一电阻具一端与该第一晶体管该第二电极端电性连接；一第一电源供应与该第一电阻另一端电性连接；一电容具一端电性连接于该第一晶体管该第二电极端；一第二晶体管具一输入电极端电性连接于该电容另一端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；一第二电阻具一端与该第二晶体管该第二电极端电性连接；一第二电源供应与该第二电阻另一端电性连接；以及一第三电阻电性连接于该第二晶体管该输入电极端与该第二电极端间，其中通过改变该电子电路该第一晶体管一偏压以切换该电子电路该第一晶体管的输入阻抗与该电感的共振频率，使其从第一频段至第二频段；以因应该改变偏压而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
根据上述构想，该第一与第二晶体管系为二双极晶体管与二场效晶体管两者之一。
根据上述构想，该二双极晶体管的每一输入电极端、第一电极端与第二电极端分别系为这些双极晶体管的基极端、射极端与集极端。
根据上述构想，该第一双极晶体管的偏压系为选自一基极端偏压电流、一射极端偏压电流、一集极端偏压电流与一基极端偏压电压其中的任一。
根据上述构想，该二场效晶体管的每一输入电极端、第一电极端与第二电极端分别系为这些场效晶体管的栅极端、源极端与漏极端。
根据上述构想，该第一场效晶体管的偏压系为一该场效晶体管从漏极端到源极端偏压电流与一该栅极端偏压电压两者之一。
【附图说明】
图1为现有多频段超外差式收发机的方块图；
图2为现有低噪声信号放大器的电路图；
图3为H.Hashemi氏和A.Hajimiri氏所提出多频段低噪声信号放大器的电路图；
图4为依据本发明第一较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器的电路图；图5描述依据本发明第一较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关为开路时的增益及输入回波损耗对频率的特性；
图6描述依据本发明第一较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关为开路时的噪声信号指数对频率的特性；
图7描述依据本发明第一较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关为闭路时的增益及输入回波损耗对频率的特性；
图8描述依据本发明第一较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关为闭路时的噪声信号指数对频率的特性；
图9为依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器的电路图；
图10为依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器的芯片照片图；
图11(a)描述依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关连接到第二偏压电流源时的增益对频率的特性；
图11(b)描述依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关连接到第一偏压电流源时的增益对频率的特性；
图12(a)描述依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关连接到第二偏压电流源时的输入回波损耗对频率的特性；
图12(b)描述依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关连接到第一偏压电流源时的输入回波损耗对频率的特性；
图13描述依据本发明第二较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器当开关分别连接到第二偏压电流源与第一偏压电流源时的噪声信号指数对频率的特性。
【具体实施方式】
请参阅图4，所示为本发明第一较佳实施例的一2.4/5.2/5.7GHz多频段电子电路的电路图。该电路包含一输入端400，一偏压电流源401，一第一(直流阻隔)电容402，一电子开关403，一第一电感404，一第一电源供应406，一第一电阻407(具一集极电流405)，一第二电容415，一第一晶体管408，一第三(直流阻隔/交流耦合)电容409，一第二电源供应411，一第二电阻412，一第三电阻410，一第二晶体管413及一输出端414。在图4中，第一双极晶体管408具一射极端电性连接接地，该第一电感404与该第一双极晶体管408基极端电性连接，该第一电阻407其一端与该第一双极晶体管408集极端电性连接，该第一电源供应406与该第一电阻407另一端电性连接，第三电容409其一端与该第一双极晶体管408集极端电性连接，一第二双极晶体管413其射极端电性连接接地及其基极端电性连接该第三电容409另一端，一第二电阻412其一端与该第二双极晶体管413集极端电性连接，其另一端与该第二电源供应411电性连接，该第三电阻410电性连接于该第二双极晶体管413基极端与集极端间，以及一电容可变元件(包含该电子开关403及该第二电容415串联电性连接)电性连接于该第一双极晶体管408该基极端与该集极端间。通过改变该电容可变元件的电容值，使该电子电路从该第一双极晶体管408基极端看入的输入阻抗与该第一电感404的一共振频率由第一频段切换至第二频段，以因应该改变电容值而在多频段间切换。其中，每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。在此电路中我们虽使用双极晶体管(bipolar-junctiontransistors/heterojunction-bipolar transistors)以在多频段间切换，但使用场效晶体管(field effect transistors)也可以。在本发明的第一较佳实施例中，如图4所示，第一电阻407与第二电阻412均为300欧姆，第三电阻410为600欧姆，第三(直流阻隔/交流耦合)电容409为3pF，该第一双极晶体管408与第二双极晶体管413射极面积均为12.18平方微米。制作采TSMC0.35um SiGe BiCMOS。电源供应406与411的电压均为二伏特。请参看图4，在此多频段低噪声信号放大器中，我们将一串联组合的一电子开关403及第二电容415电性连接于放大器中第一双极晶体管408基极端与集极端之间。通过此电子开关403的导通与否，来改变看入第一双极晶体管408基极端的总输入电容CIN。CIN和接在第一双极晶体管408基极上的第一电感404，构成了达成输入阻抗匹配的共振腔。当电子开关403不导通，即电子开关403为断路时，此时在本实施例中接在基极上的第一电感404与看入第一双极晶体管408基极端的总输入电容CIN组成的共振腔可达成在5.2/5.7GHz(WLAN无线区域网络IEEE802.11a)的输入阻抗匹配。当电子开关403导通，即电子开关403接近短路时，第一双极晶体管基极端与集极端之间因多并联了一个第二电容415，故看入第一双极晶体管408基极端的总输入电容CIN增大，从而接在基极上的第一电感404与看入第一双极晶体管408基极端的总输入电容CIN组成的共振腔可达成在2.4GHz(WLAN无线区域网络IEEE 802.11b)的输入阻抗匹配。在输出端414部份，使用了反馈电阻410以达成输出阻抗匹配。在不需输出阻抗匹配的情况下(例如zero-IF或low-IF接收机情况下)，可不用反馈电阻410达成输出阻抗匹配。第一电阻407及第二电阻412分别为第一级晶体管408及第二级晶体管413的负载。本第一较佳实施例虽用电阻为负载，视需要使用电感或电容负载也是可以的。重点是所提供电路的输入端能达成多频段阻抗匹配。由于我们只使用了一个电感404，而且第一电感404是制作在芯片上的，因此不但整个电路可以完全在单一芯片上实现，而且电路的面积非常小(仅355μm×155μm)。这对于所提出电路的商品化非常有利。
有关此提议的多频段低噪声信号放大器在增益及输入阻抗匹配程度上的表现，请参照图5及图7。在电子开关403开路的情况下，此所提供多频段低噪声信号放大器在5.2/5.7GHz的增益(散射参数S21)分别是22dB和20dB(越高越好，参看图5)。而在电子开关403闭路的情况下，此所提供多频段低噪声信号放大器在2.4GHz的增益(散射参数S21)是23dB(越高越好，参看图7)。对于输入阻抗的匹配程度，通常以散射参数中的输入回波损耗(inputreturn loss)S11来表示。请参看图5，在电子开关403开路的情况下，此所提供多频段低噪声信号放大器在5.15GHz和5.35GHz之间其S11值都低于-20dB以下(愈低愈好)，且在5.725GHz和5.825GHz之间都低于-16dB以下(愈低愈好)。请参看图7，在电子开关403闭路的情况下，此所提供多频段低噪声信号放大器的S11值，在2.4GHz和2.5GHz之间都低于-22dB以下(愈低愈好)。
有关此所提供多频段低噪声信号放大器在噪声信号指数上的表现，请参照图6及图8。在电子开关开路的情况下，此所提议多频段低噪声信号放大器在5.2/5.7GHz噪声信号指数分别为2.75dB和3.0dB(愈低愈好)，而在电子开关闭路的情况下，在2.4GHz的噪声信号指数为2.6dB(愈低愈好)。一般对于802.11a及802.11b无线区域网络(WLAN)的应用而言，低噪声信号放大器的噪声信号指数只要低于5dB即可，输入(输出)回波损耗小于-10dB即可，增益大于10dB即可。因此我们可以说，本发明的第一较佳实施例：一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器，其有关于增益、噪声信号指数、输入阻抗匹配程度上的表现，在2.4GHz、5.2GHz和5.7GHz三个频段下都有相当好的实施结果。又，如要使输入回波损耗(input return loss)S11更低，可使第一双极晶体管408的射极不直接接地，而是增加一第二电感连接于第一双极晶体管408射极与地之间。
相较于现有的多频段低噪声信号放大器，本发明仅使用单一放大器即可达成多种频段的输入阻抗匹配，既不增加电感数量，也不会大幅增大所占面积，更不需额外打线与配线。如图4所示，本发明第一较佳实施例虽然是于第一双极晶体管408输入及输出端间电性连接一串联组合的电子开关403与第二电容415，但是使用一可变电容器也是可以的。
请参阅图9，其系显示本发明第二较佳实施例之一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器的电路图。该电路包含一输入端900，一开关915，一第一偏压电流源901，一第二偏压电流源903，一直流阻隔电容902，一电感904，一第一电源供应906，一第一电阻907(具一集极电流905)，一第一晶体管908，一直流阻隔/交流耦合电容909，一第二电源供应911，一第二电阻912，一第三电阻910，一第二晶体管913及一输出端914。在图9中，第一双极晶体管908具一射极端电性连接接地，该电感904与该第一双极晶体管908基极端电性连接，该第一电阻907其一端与该第一双极晶体管908集极端电性连接，该第一电源供应906与该第一电阻907另一端电性连接，电容909其一端与该第一双极晶体管908集极端电性连接，一第二双极晶体管913其射极端电性连接接地及其基极端电性连接该电容909另一端，一第二电阻912其一端与该第二双极晶体管913集极端电性连接，其另一端与该第二电源供应911电性连接，该第三电阻910电性连接于该第二双极晶体管913基极端与集极端间。通过改变该电子电路第一双极晶体管908的偏压，该电子电路第一双极晶体管908的输入阻抗与该电感904的一共振频率由第一频段切换至第二频段，以因应该改变偏压值而在多频段间切换。其中，每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。在此电路中我们虽使用双极晶体管(bipolar-junctiontransistors/heterojunction-bipolar transistors)以在多频段间切换，但使用场效晶体管(field effect transistors)也可以。在本发明的第二较佳实施例中，如图9所示，第一电阻907与第二电阻912均为300欧姆，第三电阻910为600欧姆，直流阻隔/交流耦合电容909为3pF，该第一双极晶体管908与第二双极晶体管913射极面积均为12.18平方微米。制作采TSMC 0.35um SiGeBiCMOS制作。请参看图9，在此多频段低噪声信号放大器中，我们利用一包含一第一偏压电流源901，一第二偏压点流源903及一开关的开关组以改变第一双极晶体管908的基极操作电流(当然放大器第一双极晶体管908的集极操作电流也随的改变)，来改变看入第一双极晶体管908基极端的总输入电容CIN。CIN和接在第一双极晶体管908基极上的电感904，构成了达成增益、噪声信号指数及输入阻抗匹配的共振腔。当该开关组的开关连通至第一偏压电流源901，此时在本发明第二较佳实施例中第一双极晶体管908的集极电流905会是3.0mA，接在第一双极晶体管908基极上的电感904与CIN组成的共振腔可达成在5.2/5.7GHz(WLAN无线区域网络IEEE 802.11a)的输入阻抗匹配。而在该开关组的开关连通至第二偏压电流源903，此时在本发明第二较佳实施例中第一双极晶体管908的集极电流905会是3.8mA，接在第一双极晶体管908基极上的电感904与CIN组成的共振腔可达成在2.4GHz(WLAN无线区域网络IEEE802.11b)的输入阻抗匹配。在输出端914部份，我们使用了反馈电阻910达成输出阻抗匹配。在不需输出阻抗匹配的情况下，可不用反馈电阻910达成输出阻抗匹配。第一电阻907及第二电阻912分别为第一级晶体管908及第二级晶体管913的负载。本发明的第二较佳实施例虽用电阻为负载，视需要使用电感或电容负载也是可以的。重点是所提供电路的输入端也能达成多频段阻抗匹配。图10为依据本发明第二较佳实施例之一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器所制作出来芯片的照片。由于我们只使用了一个电感904，而且该电感904是制作在芯片上的，因此不但整个电路可以完全在单一芯片上实现，而且电路的面积非常小(仅355μm×155μm)。这对于所提出放大器的商品化非常有利。
有关此所提供多频段低噪声信号放大器在增益上的表现，请参照图11(a)及图11(b)。在第一双极晶体管908的集极电流905为3.8mA时，此所提供多频段低噪声信号放大器在2.4GHz的增益(散射参数S21)是14.1dB(越高越好，参看图11(a))。而在双极晶体管908的集极电流905为3.0mA时，此所提供多频段低噪声信号放大器在5.2/5.7GHz的增益(散射参数S21)分别是14.3dB和13.5dB(愈高愈好，参看图11(b))。对于输入阻抗的匹配程度，通常以散射参数中的输入回波损耗input return loss S11来表示。请参照图12(a)，当第一双极晶体管908的集极电流905为3.8mA时，S11的值从1.5GHz到3GHz都低于-15dB以下(愈低愈好)。对于输出阻抗的匹配程度，通常以散射参数中的输出回波损耗output return loss S22来表示。有关此所提供多频段低噪声信号放大器的S22值(请看图12(a))，也是相当不错(约-10dB)。在超外差式接收机(super-heterodyne receiver)输出阻抗的匹配程度(S22)才重要。若于直接降频式(direct conversion or zero-IF)或低中频接收机(Low IF)的应用，则输出阻抗匹配与否，并不重要。请参看图12(b)，在第一双极晶体管908的集极电流905为3.0mA时，S11的值在5.15GHz和5.35GHz之间都低于-22dB以下(愈低愈好)，在5.725GHz和5.825GHz之间都低于-17.5dB以下(愈低愈好)。其输出阻抗的匹配程度，也是相当不错。
有关此多频段低噪声信号放大器在噪声信号指数上的表现，请参照图13。在第一双极晶体管908的集极电流905为3.8mA时，在2.4GHz的噪声信号指数为3.18dB(愈低愈好)，而在第一双极晶体管908的集极电流905为3.0mA时，此多频段低噪声信号放大器在5.2/5.7GHz噪声信号指数分别为3.42dB和3.21dB(愈低愈好)。一般对于802.11a及802.11b无线区域网络(WLAN)的应用而言，低噪声信号放大器的噪声信号指数只要低于5dB即可，输入(输出)回波损耗小于-10dB即可。因此我们可以说，根据本发明的第二较佳实施例：一2.4/5.2/5.7GHz多频段低噪声信号放大器，其有关于增益、噪声信号指数、输入阻抗及输出阻抗匹配程度上的表现，在2.4GHz、5.2GHz和5.7GHz三个频段下都有相当好的实施结果。
相较于现有的多频段低噪声信号放大器，本发明的第二较佳实施例仅使用单一放大器即可达成多频段的输入阻抗匹配，既不增加所提议放大器所占面积、元件数量，也不需额外打线、配线。
虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。任何熟悉该领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围应根据权利要求书的范围确定。
Claims (14)
1、一种具有至少一晶体管的多频段电子电路的设计方法，包含下列步骤：
(a)改变该电子电路该至少一晶体管的输入端与输出端间电容值；以及
(b)获得该电子电路的共振频率，使其从第一频段切换到第二频段以因应该改变电容值而在多频段间切换，
其中每一该第一频段与第二频段为多个共振频率频段之一。
2、根据权利要求1所述的设计方法，其特征在于，该晶体管为双极晶体管与场效晶体管两者之一，其中：
该双极晶体管的输入端与输出端分别为该双极晶体管的基极端与集极端；或
该场效晶体管的输入端与输出端分别为该场效晶体管的栅极端与漏极端。
3、根据权利要求1所述的设计方法，其特征在于，该步骤(a)通过一串联电性连接的一开关与一电容的组合而达成，该组合与该输入端与该输出端间并联电性连接。
4、根据权利要求1所述的设计方法，其特征在于，该步骤(a)通过与该输入端与该输出端间并联电性连接的一可变电容器而达成。
5、一种多频段电子电路，包含：
一晶体管；
一第一电感与该晶体管输入端电性连接；以及
一电容可变元件电性连接于该晶体管输入端与输出端之间，
其中，通过改变该电容可变元件的电容值，使该电子电路一共振频率由第一频段切换至第二频段，以因应该改变电容值而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
6、根据权利要求5所述的电子电路，其特征在于，该电容可变元件为一串联电性连接的一开关与一电容的组合及一可变电容器两者之一。
7、根据权利要求5所述的电子电路，其特征在于，该晶体管为双极晶体管与场效晶体管两者之一，其中：
该双极晶体管的输入端与输出端分别为该双极晶体管的基极端与集极端，且该双极晶体管的射极端电性连接接地，而该电子电路进一步包含一第二电感具一端电性连接该双极晶体管该射极端，且其另一端电性连接接地；或
该场效晶体管的输入端与输出端分别为该场效晶体管的栅极端与漏极端，且该场效晶体管的源极端电性连接接地，而该电子电路进一步包含一第二电感具一端电性连接该场效晶体管的源极端，且其另一端电性连接接地。
8、一种多频段电子电路，包含：
一第一晶体管具一输入电极端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；
一第一电感与该第一晶体管该输入电极端电性连接；
一第一电阻具一端与该第一晶体管该第二电极端电性连接；
一第一电源供应与该第一电阻另一端电性连接；
一电容具一端电性连接于该第一晶体管该第二电极端；
一第二晶体管具一输入电极端电性连接于该电容另一端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；
一第二电阻具一端与该第二晶体管该第二电极端电性连接；
一第二电源供应与该第二电阻另一端电性连接；
一第三电阻电性连接于该第二晶体管该输入电极端与该第二电极端间；以及
一电容可变元件电性连接于该第一晶体管该输入电极端与该第二电极端间，
其中通过改变该电容可变元件的电容值，使该电子电路从该第一晶体管输入电极端看入的输入阻抗与该第一电感的一共振频率由第一频段切换至第二频段，以因应该改变电容值而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
9、根据权利要求8所述的电子电路，其特征在于，该电子电路进一步包含一第二电感具一端电性连接该第一晶体管的第一电极端，且其另一端电性连接接地。
10、根据权利要求8所述的电子电路，其特征在于，该第一与第二晶体管为二双极晶体管与二场效晶体管两者之一，其中：
该二双极晶体管的每一个的输入电极端、第一电极端与第二电极端分别为这些双极晶体管的基极端、射极端与集极端；或
该二场效晶体管的每一个的输入电极端、第一电极端与第二电极端分别为这些场效晶体管的栅极端、源极端与漏极端。
11、一种多频段放大器电子电路的设计方法，其中该电子电路包含：至少一具有一输入端的晶体管以及一电感与该至少一晶体管该输入端电性连接，包含下列步骤：
改变该电子电路中该至少一晶体管偏压；以及
切换该至少一晶体管的输入阻抗与该电感的共振频率，使其从第一频段至第二频段，以因应该改变偏压而在多频段间切换，
其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
12、根据权利要求11所述的设计方法，其特征在于，该晶体管为双极晶体管与场效晶体管两者之一，其中：
该双极晶体管的输入端为该双极晶体管的基极端，而该双极晶体管的偏压为选自一基极端偏压电流、一该双极晶体管集极端偏压电流、一该双极晶体管射极端偏压电流与一该基极端偏压电压其中的任一；或
该场效晶体管的输入端为该场效晶体管的栅极端，而该场效晶体管的偏压为一该场效晶体管从漏极端到源极端偏压电流与一该栅极端偏压电压两者之一。
13、一种多频段放大器电子电路，包含：
一第一晶体管具一输入电极端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；
一电感与该第一晶体管该输入电极端电性连接；
一第一电阻具一端与该第一晶体管该第二电极端电性连接；
一第一电源供应与该第一电阻另一端电性连接；
一电容具一端电性连接于该第一晶体管该第二电极端；
一第二晶体管具一输入电极端电性连接于该电容另一端，一第一电极端电性连接接地及一第二电极端；
一第二电阻具一端与该第二晶体管该第二电极端电性连接；
一第二电源供应与该第二电阻另一端电性连接；以及
一第三电阻电性连接于该第二晶体管该输入电极端与该第二电极端间，
其中通过改变该电子电路该第一晶体管一偏压以切换该电子电路该第一晶体管的输入阻抗与该电感的共振频率，使其从第一频段至第二频段；以因应该改变偏压而在多频段间切换，其中每一该第一频段与第二频段系为多个共振频率频段之一。
14、根据权利要求13所述的电子电路，其特征在于，该第一与第二晶体管为二双极晶体管与二场效晶体管两者之一，其中：
该二双极晶体管的每一输入电极端、第一电极端与第二电极端分别系为这些双极晶体管的基极端、射极端与集极端，而该第一双极晶体管的偏压为选自一基极端偏压电流、一射极端偏压电流、一集极端偏压电流与一基极端偏压电压其中的任一；或该二场效晶体管的每一输入电极端、第一电极端与第二电极端分别系为这些场效晶体管的栅极端、源极端与漏极端，而该第一场效晶体管的偏压系为一该场效晶体管从漏极端到源极端偏压电流与一该栅极端偏压电压两者之一。
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| CN107482945A (zh) * | 2016-06-07 | 2017-12-15 | 福特全球技术公司 | 具有降低的共用源电感的分离式功率开关装置 |
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