CN1361586A - 一种串联多电平高电压逆变器 - Google Patents

Abstract

一种高压大功率逆变器包括一移相变压器,用于将三相输入交流电压变换成有预定数目的多组彼此间电位独立的三相交流电输出;一个含有同样数目的多个功率单元的功率逆变单元部分;以及一主控制部分连接到功率逆变单元部分的控制端。其中每一功率单元的输入分别连接移相变压器的一组对应的输出,并由多个功率逆变单元串联形成功率逆变单元部分的三相交流电输出的每一相。主控制部分与功率逆变单元部分是通过光缆连接的,并采用全数字无CPU控制。各功率逆变单元都设有一旁路控制及驱动电路,在故障时保证整个系统正常工作。

Description

一种串联多电平高电压逆变器

本发明涉及一种串联多电平高压逆变器，尤其是一种输入输出谐波低，并具有自动旁路故障保护的高压大功率的逆变器。

普通的高压逆变器主要有两种，一种是两电平的降压—升压式的逆变器，另一种是三电平式的逆变器。两电平的降压—升压式逆变器的输入侧需要一个降压变压器，输出侧需要一个升压变压器，因此其体积比较庞大，而且由于输出电压频率是变化的，其中蕴涵丰富的高次谐波，所以变换效率低。因为，逆变部分是两电平的，输入输出谐波含量很大。另一种三电平式的高压逆变器对全控器件的耐压要求很高；由于高压全控器件尚未批量化生产，使三电平的高压逆变器的电压等级受到很大限制。另一方面三电平虽然比两电平的输出谐波有一定的改善，但还是对负载的绝缘有很大的损伤，需要增设输出正弦波滤波器。三电平逆变器的输入谐波也比较大，需要增加18脉冲整流器才可能满足IEEE519-1992对输入谐波的要求，从而增加了系统的复杂度。并且上述这两种逆变器的逆变部分都不具备旁路功能，无冗余保护，对系统的可靠性缺少额外的保证手段，一旦其中某一个功率单元损坏，整个系统就会处于瘫痪状态。

目前，采用一些类似串联方案的高压逆变器，如前级采用切分变压器的8个单元的逆变器和采用移相变压器的5个单元串联的逆变器。采用8个单元的逆变器的结构过于复杂，而且其控制方式也比较烦琐，实现起来非常复杂，虽然有冗余保护，但效果并不好。采用5个单元串联的逆变器的结构虽然较前者简单一些，但其采用了计算机控制，实现起来也相当的复杂，而且其缺少冗余保护，则系统的可靠性降低。

本发明的高压大功率的逆变器与其它高压大功率的逆变器相比，具有对器件耐压要求低，保护驱动简单，输入输出谐波低，有自动旁路故障保护，可靠性高等一系列优点。其输入端无须增加输入电抗器即可满足IEEE519-1992对输入谐波的要求，输出不用正弦波滤波器也可以满足对高质量的变频电源的要求。

本发明的思路可追溯于一种改善电源质量的中压驱动器的方法，它采用的是一种串联方案，解决了4160V以下的中压驱动器的器件的耐压问题，即采用最多5个480V(伏)的脉宽调制(PWM)功率单元相互串联而实现最高达4160V的电压输出，从而很好地解决了输入输出的谐波问题。基于此思路，本发明经过研究，运用全新的数字控制技术和改进的控制方法，以及完善的冗余保护，提出了一种能够适应各种电压等级的高压逆变器的方案。

根据本发明的一种高压大功率逆变器，包括一个移相变压器，用于将三相输入交流电压变换成有预定数目的多组彼此间电位独立的三相交流电输出；一个含有同样数目的多个功率逆变单元的功率逆变单元部分，其中每一个功率逆变单元的输入分别接所说移相变压器的一组对应的交流电输出，并分别由三分之一的所说的多个功率逆变单元串联形成所说功率逆变单元部分的三相交流电输出的每一相；以及一个主控制部分连接到所说功率逆变单元部分的控制端。

根据本发明的一种高压大功率逆变器，所说移相变压器包括18组彼此间电位独立的三相交流电输出，并且由6个功率逆变单元串联形成每一相所说功率逆变单元部分的输出。此外，所说主控部分与所说功率逆变单元部分是通过光缆连接的，并采用全数字控制。

根据本发明的一种高压大功率逆变器能够有效地避免直接用低压器件串联来实现高压输出所带来的均压问题。每个功率逆变单元输出相同的基波电压，但串联各功率逆变单元之间的载波错开一定的相位，这样保证了叠加后的电压可达到6000V，同时又增加了输出电压的电平数，减少了输出电压的谐波。同时在每个功率逆变单元内部还设计有旁路继电器或旁路可控硅，来保证单元内部的功率器件出问题后，不会影响全系统的工作。

图1是表示本发明高压逆变器的整体框架图；

图2是本发明高压逆变器的整体结构图；

图3是本发明高压逆变器的功率逆变单元拓扑图；

图4是本发明高压逆变器的功率逆变单元的单元控制图；

图5是本发明高压逆变器的功率逆变单元内的控制原理图；

图6是本发明高压逆变器的主控部分的控制原理图；

图7是本发明高压逆变器的功率逆变单元部分每一单元的驱动信号分配图；

图8A和图8B是本发明高压逆变器的三相电输出波形的相位示意图。

如图1所示，根据本发明的高压逆变器10包括一个移相变压器1，一个功率逆变单元部分2，和一个主控制部分3。一个6KV(千伏)或10KV的输入电压接在移相变压器1的输入端，通过移相变压器1变换成18组彼此间电位独立的三相交流电，每一组的交流电压为580V，分别接在功率逆变单元部分2中的一个功率逆变单元。功率逆变单元部分2的输出为逆变器的输出，也为三相交流电。输出三相交流电的每一相由6个功率逆变单元串联而成，每个功率逆变单元的输入交流电压为580V，从而实现高压逆变器的输出电压为6000V。

本发明的高压逆变器的基本线路结构如图2所示，其实现形式和采用的具体控制电路控制方法如下所述。本发明的高压逆变器10的输入是工频为6KV的三相交流电，接在移相变压器1的输入端；高压逆变器10的输出电压为0-6KV可调，频率是0-400Hz可调。可以满足6KV的高压逆变的需要。本发明高压逆变器10的输入三相交流电通过移相变压器1变换成了18组彼此间电位独立的三相交流电。每一组的交流电压为580V，作为输入电压分别接在一个功率逆变单元上。也就是说，每个功率逆变单元由移相变压器1的一组二次绕组供电，其二次电压为580V。

功率逆变单元部分2中具有18个功率逆变单元A1，A2，A3，A4，A5，A6，B1，B2，B3，B4，B5，B6和C1，C2，C3，C4，C5，C6。本发明高压逆变器10的输出三相交流电的每一相由功率逆变单元部分2中的6个功率逆变单元A1-A3，B1-B3，或C1-C3串联而成。每个功率逆变单元的输入交流电压为580V。每一相串联后的输出最高电压为3480V，采用调制比可变的调制方案，在逆变输出时三相以星型连接，则其线电压最高可为6000V，从而实现6000V的交流输出。

采用此种方案的高压逆变器输入谐波电流低于2％，输入功率因数可达0.95以上，因此不必采用输入滤波器和功率因数补偿装置。输出多电平可大大改善输出波形，降低输出谐波和转矩脉动等，并且对输出电缆没有长度限制，对电机没有降额要求，所以本发明高压逆变器可应用于普通的高压电动机。

本发明高压逆变器的功率单元如图3所示。其输入采用三相全桥整流，由整流二极管D1，D2，D3，D4，D5，和D6。将580V输入的交流电压整流成约800V的DC；由于电压比较高，滤波采用三个400V电容4，5，6进行串联滤波。其逆变部分采用H桥式结构，通过控制不同桥臂上的绝缘门极场效应晶体管(IGBT)11，12，13，14的开关时间从而形成PWM输出。

功率单元的控制整体框图为图4。功率逆变单元串联形成高压输出，因此每个单元上的对地电压也是高压，为了电气隔离和防止干扰，功率逆变单元部分2和主控部分3之间是通过两根光纤进行连接的，它们之间没有电的联系。功率逆变单元的控制部分包括光纤接口部分15，复杂可编程逻辑器件(CPLD)编码解码部16，IGBT驱动及故障检测保护部17，和旁路控制及驱动部18。信号的传输是通过光纤进行的，主控部分3将控制信号编码后转换成光信号通过一根光纤传给功率逆变单元部分2。每一功率逆变单元通过光纤接口转换模块15将主控部分3传来的光信号转换成电信号，送给CPLD编码解码部16进行解码，将解出的PWM时间信号按照给定的时延生成PWM开关信号，送给IGBT驱动电路17，驱动IGBT的开关。

同时功率逆变单元2内部的状态信息通过另一根光纤上传给主控制部分3进行系统控制，当IGBT发生故障时，功率逆变单元控制电路可以使旁路控制及驱动部18的接触器开通，用以在该功率逆变单元的IGBT出故障时，旁路掉该逆变单元的H桥逆变部分。从而保证了系统的正常工作。功率单元内部的控制电源由每个功率单元的开关电源自行供电。同时每个功率逆变单元都有相应的检测、驱动和保护电路17，保护功率逆变单元在故障时能够正确开断。功率逆变单元部分2的内部原理框图如图5所示。检测、驱动和保护电路17与每个功率逆变单元的控制20连接，该控制20与功率逆变单元的光纤接口15连接，信号通过光纤和主控部分3的光纤接口19传输到主控部分3的主控制电路。

如图6所示，主控制部分3采用全数字控制，由键盘显示22(人机界面)、(DSP)数字信号处理器(DSP)23和现场可编程门阵列(FPGA)控制系统24、光纤接口19、系统I/O(输入/输出)25和用户I/O(输入/输出)26组成。采用DSP处理器23和FPGA控制系统24来完成PWM的计算和对各种I/O量的处理，是整个系统的核心部分。DSP是数字信号处理器具有很高的数据处理能力，FPGA是现场可编程门阵列，可以实现对多路信号的编解码处理。采用这种方案大大的简化了控制系统的复杂程度，而且提高了系统的集成度，较传统的计算机控制或模拟控制在控制的复杂度和灵活性、方便性上都有很大的提高。

DSP是系统的控制核心，进行系统内部状态的检测及控制，处理来自用户的接口命令21，同时根据用户的控制命令27进行PWM的时间计算，将计算后的开关时间传送给FPGA控制系统24，与键盘显示22及与后台的RS485接口29都是由DSP处理器23来完成的。

FPGA(24)的主要任务是进行PWM开关时间的编码分路传送，就是将DSP(23)送来的18路PWM开关时间分别编码后传送给18个功率逆变单元进行控制，同时还完成单元状态和主控命令等信息的传送，由于FPGA(24)具有众多的I/O管脚，它还承担对大部分的系统内部进行状态检测及控制28，和对用户I/O26进行状态采集和传送的功能。

键盘显示22提供给用户进行控制和观察使用。用户可以通过它对逆变器进行各种操作，包括对参数的设置和修改。光纤接口19主要是光电信号之间的转换接口的电路，每个功率逆变单元内部同样都有光纤接口电路15。系统I/O25是用来检测、控制高压变频器内部的I/O，用户I/O26是提供给用户对高压变频器进行监测和控制的接口。

本发明高压逆变器的工作原理采用的是传统的正弦脉宽调制方式(即SPWM)。采用此方案的好处是脉宽调制(PWM)的计算简单，可以满足较高的开关频率，而且可以方便地实现旁路切换，提高系统的可靠性。PWM的计算采用的是平均规则采样法，公式如下：

Ton＝T/2·(1+M·sin(ωt+θ))

Ton：为开通时间。

T：采样周期。

M：调制比，可以控制输出电压的大小。

由于每个控制单元有四个桥臂，需要四路PWM控制信号；总共18个单元，则需要72路控制信号。如果要生成这么多的信号，DSP的计算能力是不够的。经过研究，发现一种方法，即DSP只需计算三路PWM信号便可，然后通过转换形成72路信号即可满足要求，而且效果相当好。

原理如图7所示，图为a相第一个单元的驱动信号分配图，Ton-a11中的Ton表示开通时间，a表示a，b，c三相中的a相，11，12，13，14中的第一个数字表示每相中的第一个单元，第二个数字分别代表图示位置的4只桥臂。

Ton-a11与Ton-a13为互补的驱动信号。可以在驱动电路中，将Ton-a11反相后生成Ton-a13，这样每个单元只需计算出两路PWM波，即Ton1-a11和Ton-a12即可。而Ton-a11和Ton-a12在一个开关周期内为互补，即Ton-a11＝T-Ton-a12，所以对每个单元来说我们只需要计算出一路PWM波。

简化的算法使每一相的6个单元的PWM驱动波形完全相同，只是每个单元的开通时间依次推迟T/6的时间，这样输出的波形非常接近正弦，谐波很小。因此每一相真正只需计算一路PWM开关时间。整个系统实际上只需要计算3路PWM波。三相PWM波的计算公式如下：

Ton-a＝T/2·(1+M·sin(ωt+θ))

Ton-b＝T/2·(1+M·sin(ωt+θ+2π/3))

Ton-c＝T/2·(1+M·sin(ωt+θ+4π/3))

这里是按照三相对称来计算的，其相角差为2π/3。如下图8A所示。图中Uao、Ubo、Uco为a、b、c三相的相电压，Uab、Uac、Ubc为星形连接后的输出线电压。

Uao-Ubo＝Uab，Uao-Ubo＝Uab，Ubo-Uco＝Ubc。

因为Uao＝Ubo＝Uco，所以Uab＝Uab＝Ubc

旁路故障部分基本不影响系统的性能，是通过改变算法来实现的。由于三相采用星形连接，当其中的一个单元损坏而被旁路后，如果仍按照正常时三相对称，其相位角相互差120度的算法计算，输出的相电压不平衡，其最后的三相输出电压也不平衡，电机将无法正常工作。

本发明的方法是改变三相之间的角度，这样使得最终的输出电压仍是平衡的。

Ton-a＝T/2·(1+M·sin(ωt+θ))

Ton-b＝T/2·(1+M·sin((ωt+θ)+∠1)

Ton-c＝T/2·(1+M·sin((ωt+θ)+∠2))∠1，∠2是经过计算后得出的相角。

如图8B，a相因故障旁路掉一个单元，则a相电压变为正常电压的5/6，设正常6个单元全开时的电压为U，则此时Ubo＝Uco＝U，Uao＝5/6U，要保持线电压的相等，就要改变相电压的夹角∠ab，∠ac，∠bc。只要计算出∠ab，∠ac，∠bc，就可以计算出相应的PWM开关波形，使输出的线电压保持平衡。

计算方法如下：因为a相旁路一个单元，b、c相正常，所以在这种情况下∠ab＝∠ac，而线电压输出平衡时，其构成一个等边三角形；

故Uao/∠a＝Ubo/30°，

又Ubo＝Uco＝U，Uao＝5/6U

所以可以求出∠oa＝25°则∠ab＝∠ac＝180°-30°-25°＝125°

再用前面的公式即可求出PWM的开关波形。

通常b、c任何一相旁路一个单元时都可以用此种方法计算出线电压平衡输出时的相电压之间的夹角。而且可以旁路掉3个受损故障单元，大大降低系统的停机故障，提高了系统的可靠性。

综上所述，本发明高压逆变器采用单相6个单元串联，大大降低了输入和输出谐波，控制系统采用DSP和FPGA的全数字控制，简化了控制系统的设计，增强了控制的可靠性。对功率单元采用无CPU设计，用CPLD进行信号的转换，非常灵活，可靠性高。而且在功率单元中设计有旁路继电器，采用新的旁路控制算法，提高了系统的可靠性。整个系统采用的PWM控制方式简单而且有效，不同于别的任何逆变器控制算法，经实验证明效果极好。

本发明的高压逆变器是以下面的权利要求所限定的。但基于此，本领域的普通技术人员可以做出种种显然的变化或改动，都应出本发明的主要精神，和保护范围之内。

Claims (11)

1.一种高压大功率逆变器，包括一个移相变压器，用于将三相输入交流电压变换成有预定数目的多组彼此间电位独立的三相交流电输出；一个含有同样数目的多个功率逆变单元的功率逆变单元部分，其中每一个功率逆变单元的输入分别接在所说移相变压器的一组对应的交流电输出，并且分别由三分之一的所说多个功率逆变单元串联形成所说功率逆变单元部分的三相交流电输出的每一相；以及一个主控部分连接到所说功率逆变单元部分的控制端。

2.根据权利要求1的一种高压大功率逆变器，其中所说移相变压器包括18组彼此间电位独立的三相交流电输出。

3.根据权利要求1的一种高压大功率逆变器，其中所说功率逆变单元部分中，每6个功率逆变单元串联形成每一相所说功率逆变单元部分的输出。

4.根据权利要求3的一种高压大功率逆变器，其中所说6个串联的功率逆变单元的每个输入端连接所说移相变压器的三相交流电输出的每一相。

5.根据权利要求1的一种高压大功率逆变器，其中所说主控部分与所说功率逆变单元部分是通过光缆连接的，并采用全数字控制。

6.根据权利要求1的一种高压大功率逆变器，其中每个所说功率逆变单元的输入由一三相全桥整流电路构成，其输出由一IGBT H桥电路构成。

7.根据权利要求6的一种高压大功率逆变器，其中每个所说功率逆变单元的输入全桥整流电路和其输出H桥电路之间并联接有至少一个电容。

8.根据权利要求1的一种高压大功率逆变器，其中所说主控部分与所说功率逆变单元部分是通过光缆连接的，并采用全数字控制。

9.根据权利要求8的一种高压大功率逆变器，其中所说功率逆变单元的控制单元包括一个与所说主控部分连接的光纤接口，一个CPLD编解码部分，一IGBT桥电路的驱动和保护部分，彼此相互串联，以及一旁路控制及驱动电路连接在相应接触器上，用以在该功率逆变单元的IGBT出故障时，旁路掉该逆变单元的逆变部分。

10.根据权利要求1的一种高压大功率逆变器，其中所说主控部分包括一个数字信号处理器和一个现场可编程门阵列构成的控制系统，根据用户控制和系统的状态产生控制各功率逆变单元的信号。

11.根据权利要求10的一种高压大功率逆变器，其中所说主控部分对所说功率逆变部分的控制采用的是正弦脉宽调制，其脉宽调制的计算依据下面公式：

      Ton＝T/2·(1+M·sin(ωt+θ))

其中Ton为开通时间，T是采样周期，M为调制比。

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