CN1327241C - 自适应地面杂波消除 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种机载雷达设备(1)，其包括至少两个天线(2，3)以及杂波抑制装置(4)。该雷达设备被设置成通过天线(2，3)发送出集中在主波瓣(5)中的雷达脉冲，并且所述天线(2，3)被设置成用来接收反射的脉冲。天线(2，3)彼此垂直分离。雷达设备(1)包括用于将接收的雷达脉冲转换成范围共反射面元(Rk)序列的形式的复视频信号的装置(6)。所述视频信号被表示在第一信道(K1)和第二信道(K2)中。
Description
技术领域
本发明涉及一种机载雷达设备，其包括至少两个天线以及用来抑制地面杂波的杂波抑制装置。该雷达设备被设置用来通过天线发送出集中在主波瓣中的雷达脉冲。所述天线被设置用来接收反射的雷达脉冲。天线彼此纵向分离。该雷达设备包括用来将接收到的雷达脉冲转换成数字样本序列形式的复视频信号(即所谓的共反射面元(bin))的装置，所述信号代表了在天线波瓣范围内的不同距离处的雷达反射物体。
现有技术
使用雷达来检测不同类型的物体、目标(例如飞行器、船、车)或者来确定某个地域的地形是公知的。雷达在一个立体角范围内发射并且接收电磁脉冲，该立体角通过雷达天线系统的设计来确定。雷达天线最好被设计成在必须尽可能窄的主波瓣范围内收集所发射的电磁能量，天线表面越大，该主波瓣就越窄。水平波瓣宽度随着天线的水平方向的长度的增加而减小。这一点也相应地适用于垂直波瓣宽度。
通过适当地构造，雷达天线能够因此在很小的立体角范围内集中并且发射或者接收信号，该立体角被称为主波瓣或者有时仅仅称为波瓣。该主波瓣覆盖了在水平和垂直方向上具有一定波瓣宽度的扇形。由于其结构的原因，雷达天线能够在水平方向上具有比在垂直方向上更大的波瓣宽度并且反之亦然。能够产生不同的波瓣宽度，但是该宽度最好仅仅是一度或者几度。天线越大，通过较窄的主波瓣获得的对目标的方向指示就越好。通过增加的天线增益也可以获得较好的灵敏度。通过天线的机械旋转或者通过在电控制的天线ESA(Elektriskt Styrd Antenn)中的辐射元件的电相位控制来改变主波瓣方向。
在辐射方向中雷达的灵敏度范围尤其通过所接收的反射脉冲的能量来确定，该所接收的反射脉冲的能量又与所发射的脉冲能量成正比。脉冲能量越高，在辐射方向能够覆盖的范围就越大。在不同的距离处以及对于目标的给定反射表面来说，所接收的脉冲能量作为距离的四次幂的倒数来改变。所接收的能量随着目标距离的增加而减小，直到由于该系统的接收器灵敏度的限制而被该接收器的热噪声掩蔽。该灵敏度范围常常被称为距离覆盖(distance coverage)。在该角方向中，根据上述内容通过波瓣宽度来确定该覆盖。
当电磁脉冲碰撞到物体，那么则说该物体被雷达脉冲照射。当该物体被照射的时候，电磁脉冲通常依赖于该物体的形状而在几个方向上被反射。脉冲能量的一部分被反射回雷达，并且由接收器天线接收，接收器天线将各个接收的信号转送给相应的接收器。所述接收器包括用于将射频模拟信号转换成采样的视频信号的装置。模拟输出信号通常被分为两个分量I和Q。分量I表示“同相位”，符号Q表示“正交相位”，并且被作为复数I+jQ的时间序列来处理。
采样频率与雷达脉冲的带宽B几乎一样高。为了获得时间分辨率Δt＝1/B，使用了许多参数。在雷达接收器中进行了信号适配滤波之后，具有很短的持续时间的雷达脉冲(或者具有较长持续时间和为了产生带宽B的适当调制的雷达脉冲)能够用来获得时间分辨率Δt＝1/B。时间分辨率Δt＝1/B相应于距离分辨率ΔR＝Δtc/2，其中c为光速。采样频率高到足以保证在信号适配滤波器之后采样所有雷达回波。在雷达脉冲发射之后t秒的样本包括来自距离R＝tc/2处以及在ΔR＝Δtc/2＝c/(2B)的较小距离范围内的目标的雷达回波。这个距离范围称作范围共反射面元(range bin)或者简单地称作共反射面元(bin)。采样时间在时钟的辅助下与脉冲发射同步。
在不同的雷达系统中，使用了不同的天线组。在双基地雷达中，天线被分离，然而在单基地雷达中，它们被排列在一起。单基地雷达是移动雷达系统中常用的结构。最普遍地，使用相同的天线系统以用于发送和接收。在某些系统中，也使用几个部分天线用于接收；这就是本发明的当前说明书中的情况。
对于包括雷达设备的移动单元来说，首先为了实用的原因，当雷达单元例如为机载的时候，接收器天线被便利地设置为与发送脉冲的天线相邻或者在发送脉冲的天线附近。这样做的理由在于，已知的是发送脉冲的天线与用来接收反射脉冲的天线之间的相互距离独立于该移动单元的移动的配置。
如果雷达用于发现或者跟踪在特定环境/周围中的某些特定目标，那么依赖于所寻找的目标而使用许多不同技术是公知的。这是由于不同表面以不同的方式进行反射这个事实引起的。此外，如果试图检测在地面上的目标，那么就必须考虑特定的条件，如果想要在海上检测目标，那么考虑其他的条件，并且如果想要在空中检测目标，那么还要考虑其他的条件。如果想要检测移动目标或者不动的目标，那么这也是决定性的。
使用雷达的所有情况的共同点在于，接收器产生趋向于掩蔽较弱的接收信号的热噪声。以已知的方式通过匹配滤波进行热噪声抑制。进一步的抑制以及因此增加的范围覆盖是通过如上所述的增加的脉冲能量获得的，并且还通过适当地组合几个脉冲响应与逐共反射面元的发射来获得。
其他的不合需要的信息为所谓的杂波，杂波为不想要的雷达反射。这种杂波可以是以不想要的地面反射的形式存在的表面杂波(称为地面杂波)，或者以不想要的海面反射的形式存在的表面杂波(称为海面杂波)。杂波也可以包括由下雨引起的体杂波或者来自例如钢桥之类的大型建筑的点杂波。不管所考虑的杂波的类型是什么，抑制杂波和噪声以更容易地从杂波和噪声中辨别出来自所寻找的物体的反射通常是理想的。依赖于所涉及的杂波的类型和依赖于所涉及的目标的类型，应用了多个用于抑制杂波的已知技术。
目标多数具有比背景(例如地面)要小的反射表面，这就是为什么杂波信号比从目标反射的脉冲包含更多的能量的原因。如果在所接收的脉冲中具有太小的能量，那么从噪声和杂波中辨别出目标将可能是非常困难或者不可能的。
当意图是要检测相对于地面定位的移动目标(例如汽车或者飞行器的时候)，使用不同的技术是公知的。例如可以提到DPCA(偏置相位中心天线)，DPCA是一种用于抑制在机载雷达中的地面杂波的方法。对于DPCA来说，在水平面中使用两个天线和至少两个脉冲。通过以适当的方式相对于天线之间的距离和装载了雷达设备的单元的速度来选择PRF(也就是脉冲重复频率)，有可能补偿其本身的速度，这理想地导致没有频谱加宽的地面杂波而，而在其他情况下，由于雷达相对于反射地面的移动，所产生的地面杂波都会发生频谱加宽。
DPCA的一个问题是雷达设备被限制为水平装配的天线。DPCA的另一个问题为其在相同的射频上需要至少两个相干脉冲。由于该系统经常必须等待下一个脉冲以便能够实现杂波抑制，因此依赖于至少两个相干脉冲尤其意味着该系统会稍微延迟。此外，PRF必须与装载了雷达设备的单元的当前速度精确匹配，实现这一点是非常困难的，并且当失败的时候，将导致性能的降低。
另外一个例子是STAP(时空自适应处理)，STAP为一种用于对机载雷达以及尤其对于AEW(机载预警)雷达的杂波抑制的方法。STAP利用在杂波中的空间和时间的相关，通过空间和时间的二维滤波器来实现抑制地面杂波。STAP因此能够被看作具有上述问题的广义的DPCA。
在US 559516中，显示了用于通过抑制杂波来检测和测量在主波瓣中的低速目标的角度的机载移动雷达设备。该设备包括用于接收雷达信号的三个雷达天线(左、中、右)，所述天线最好被放置在彼此旁边，也就是在水平方向上。当存在脉冲改变的时候，这三个天线协同形成主波瓣。每个天线都与用来将模拟信号转换成数字信号的接收器装置相耦合。所述接收器装置与将信号转换成视频信号的信号处理装置相耦合。该信号处理装置还包括如上所述的用来将信号分离成I和Q分量的装置。
信号处理装置包括用来控制脉冲的发射时间和在三个接收器天线处接收反射脉冲的时间的时钟装置。该装置使用了熟悉的多普勒效应，即接收信号的频率偏移，该接收信号的频率偏移对于雷达脉冲序列中的每个新的脉冲主要都显示其本身为系统的、线性增加的附加相移。由于雷达设备相对于地面和任何目标移动，从而由于雷达设备相对于反射物体的移动而产生多普勒偏移。通过已知的用于运动补偿的技术在三个天线处抑制了该在后的多普勒现象。
信号处理装置还包括用来存储在不同时间来自三个天线的信息的装置，其在由脉冲重复频率确定时间处被更加精确的确定。所存储的信息用于将来自右边的天线的视频信号与来自中间天线的视频信号相比较并且将来自左边天线的视频信号与来自中间天线的视频信号相比较，并且另外的装置用于对前面两次比较所产生的差信号进行比较。根据US559516，为了抑制地面杂波，所述存储的信息和所述信号一起用于信号处理装置中的傅立叶分析，以能够在频域中对杂波执行相位校正。
根据US 559516的雷达设备的一个问题为，该设备依赖于彼此跟随的多重脉冲发射，即依赖于PRF，这意味着其是基于多个时间常数以及每个脉冲发射的频率，这导致了该设备的很低的灵活性。US 559516还提供了一种用于对地面上的目标进行检测的雷达设备，该设备与用于检测空中目标的雷达设备截然不同。
如上所述的用于抑制杂波的所有设备和方法都利用了彼此跟随的多重相干脉冲，这些设备和方法都具有上面提及的问题。为了在将要一同处理的所有脉冲中获得相干性，这些方法需要相同的射频。在所需要的相对很长的时间周期期间，反雷达设备能够校准该雷达的射频并且发射当前频率的干扰，并且因此阻挠雷达的操作。因此需要能够抑制杂波的改进的雷达设备，其优选地不依赖相干脉冲和频率。
发明内容
本发明要解决在用于抑制地面杂波的先前已知的雷达技术中的上述问题。
这些问题是利用一种提供机载雷达设备的装置和方法来解决的，该机载雷达设备包括至少两个天线和用于抑制例如地面杂波的不想要的雷达脉冲反射的杂波抑制装置。该雷达设备被配置用来经由天线发送出集中在主波瓣中的雷达脉冲。这两个天线被配置用来接收反射的雷达脉冲。所述天线被放置成它们的中心在垂直方向上分离，并且波瓣都指向与主波瓣相同的方向。该雷达设备包括用于将接收的雷达脉冲转换成数字样本序列形式的复视频信号(即所谓的共反射面元)的装置，所述信号表示在当前波瓣方向上的不同距离处的雷达反射物体。该雷达设备因此包括用来将模拟信号转换成一同表示主波瓣的多个共反射面元形式的复数字视频信号的装置。该杂波抑制装置被设置来表示在第一信道和第二信道中的信号。
该杂波抑制装置被设置用来通过自适应数字波瓣构造来形成接收信号的加权和。因此所述权重在接收信号的辅助下为自动适配的，因此该加权和对应于对从天线波瓣中的每个单独的地面单元产生的地面杂波具有很高抑制的所产生的天线波瓣。这改进了对在相同的距离下、但是在相同的地面单元上方飞行的目标的检测能力。特别地，该装置利用了这个事实：即所述权重以系统的方式作为到相应的反射地面单元的距离的函数而变化。
本发明的特征在于，杂波抑制装置以这种方式配置：对应于第一信道内的某个共反射面元Rk的杂波分量ec也出现在乘以了复常数C(Rk)的第二信道中。该复常数C(Rk)为在当前共反射面元Rk的地面方向上的第二信道的复数天线增益和第一信道的复数天线增益之间的商。根据本发明，该复常数以这样的方式被自动调整：每个共反射面元的独特的零位置朝向相应的地面部分，从而抑制了杂波信号。下面将对其细节进行更详细的解释说明。
由于不同的天线彼此相叠放置，从地面上的相同点反射的脉冲或从目标上的相同点反射的脉冲将经过不同的距离，并且这个路径差主要通过视频信号的相移(即公共矢量I+jQ的相移)以及某种幅度效果在复平面中进行描述。该复常数C(Rk)描述了组合的相位和幅度效果。
杂波抑制装置被配置用来估计复常数
，该复常数
描述了如何分别对于每个共反射面元Rk对来自接收器天线的信号一起加权，以便通过形成最终的视频输出信号(Ψ)来对信号的杂波分量ec进行抑制。该估计常数
试图通过从与估计常数
相乘的第一信道中减去第二信道来抑制在最终的视频输出信号Ψ中的杂波分量ec。杂波抑制装置被设置成通过抑制杂波分量来产生在当前范围共反射面元(range bin)中的地面方向上的最终的视频输出信号Ψ的最终的天线方向图中的零位置。
来自目标的信号ef比来自地面的信号(即杂波分量ec)要弱，这就是为什么对杂波分量的抑制能够使得感兴趣的目标信号从对雷达发射的反射脉冲的分析中突显出来的原因。
对于每个共反射面元Rk来说，常数
在周围的共反射面元的帮助下得到估计，这是因为它们由于在当前应用中的几何结构的原因而以系统方式作为距离的函数而变化。
雷达设备最好提供一种用于抑制来自地面和海面的不想要的雷达反射(即所谓的地面杂波或者海面杂波)的方法和装置。根据本发明的雷达系统用于被设置在例如飞行器的移动单元上，并且最好用于检测在空中的目标。与其中在单个离散的方向进行抑制的ASLU(自适应旁瓣抑制)相反，本方法涉及对每个范围共反射面元的杂波抑制，即使不同共反射面元之间的方向不同。本发明的另一个优点为本方法利用单个脉冲进行工作，即在几个不同的脉冲之间没有必要具有相干性。该方法在单个脉冲上进行操作这一事实意味着：利用由该单个脉冲的反射提供的信息能够抑制杂波。这一点与先前已知的(例如从前面描述的US 559516、STAP或者DPCA获知)内容有所不同。
在脉冲之间的相干性并不必要这一事实意味着：例如在脉冲和脉冲之间的频率是变化的。这种频率的变化在照射例如敌方飞行器的时候是尤其有用的，因为频率的变化能够阻止敌方飞行器发送干扰信号来阻止对目标的雷达校准。频率变化还具有减小对于常数
的估计的测量不确定性的优点，该常数对于不同的射频以及在能够包括多个发送脉冲的时间间隔中具有相同的值。
如上所述，本发明能够在脉冲之间不存在相干性的条件下有利地工作，但是必须要提出的是，本发明并不限制在这个方面，而是也可以在具有相干性的情况下操作。
根据本发明设置的雷达天线提供在垂直方向上抑制杂波的可能性，这在空中目标的情况下是有利的。根据先有技术，利用具有多个在水平方向上设置的天线的雷达设备来抑制在垂直方向上的杂波是不可能的。
当移动雷达设备位于地面上的时候，垂直方向在这里指主要是垂直的方向。由于雷达单元意图用于飞行物体，因此天线可以随着飞机一起旋转。相对于地平面的天线的±15°的最大旋转角提供连续的很好的特征，但是超过±15°的旋转角能够引起在杂波抑制方面的某种性能损害。
为了便于理解采样是如何与地面部分耦合的，可以使用虚构的侧视图，其中在坐标系中雷达设备位于y轴(这里对应于垂直)距离原点一定距离处。雷达设备对角地向下朝着x轴(这里对应地平面)发送射线(主波瓣)，该主波瓣照射x轴的一部分。信号的采样与在主波瓣中的多个地面部分相对应。从侧面看，这些地面部分位于与雷达设备呈现不同角度的不同方向上。所有地面部分的总和构成被主波瓣照射的地面部分。考虑代替上面的整个处理，每个地面部分将包括由主波瓣的范围限制在侧向中的“距离环(distance rings)”。
在主波瓣中的每个这种地面部分都能够被描述为由径向视线限定，所述视线从雷达设备中的公共点发出，该公共点对于位于主波瓣中的所有部分的所有径向限定线来说是共有的。所述径向视线因此从雷达设备延伸到地表面，并且将所述地表面的由主波瓣照射的部分分割成所述地面部分。
已经描述了术语共反射面元，其涉及主波瓣中由采样限制的部分。在下面的描述中，给出一个特定的共反射面元Rk，其中，下标k指定特定的共反射面元k(第k个共反射面元)并且R指定由视线中的主波瓣中的部分中的所采样时间产生的距离。该共反射面元因此构成投射到特定地面部分的视线部分。
总之，可以说在其离散时间间隔内的所采样信号能够被描述为主波瓣，该主波瓣被分割成多个离散位、部分/共反射面元，并且每个离散时间间隔对应于某个地面部分，这个地面部分与该共反射面元耦合，其中该共反射面元构成该地面部分的投射图像。
在信号处理装置中，视频信号以不同的方式得到处理。如上所述，所述信号为从不同的天线采样的信号，并且所述信号包含限定共反射面元的离散时间间隔。
如早先所提及的，在每个所发射脉冲之后接收的信号能够得到单独的处理，这排除了对多个脉冲的需要。
下面，对根据本发明的方法进行描述，其中x1表示在第一信道中，并且其中x2表示在第二信道中。
对应于范围共反射面元Rk和脉冲或者多普勒信道n的信号的描述如下：
x1(Rk，n)＝a·ef(Rk，n)+ec(Rk，n)+e1(Rk，n) (1)
x2(Rk，n)＝b·ef(Rk，n)+C(Rk)·ec(Rk，n)+e2(Rk，n) (2)
其中a和b为复常数，ef为目标信号，ec为杂波信号，并且e1和e2分别为两个相互独立的随机过程，每个信道一个。此外，C(Rk)为复参数，其由几何结构(即在所包括的天线和范围共反射面元Rk之间的几何关系)确定。
最终得到的经过杂波抑制的视频信号因此如下所述地形成：
其中参数C(Rk)已经被估计出了，并且该估计由
表示。上述等式显示了当估计
等于复参数C(Rk)的时候，杂波信号ec(Rk，n)得到完全抑制。
参数C(Rk)是距离相关的，并且该距离相关性能够根据下面的多项式模型来模拟：
这个多项式也能被写成下面的矢量形式
其中
θT＝c0，c1，c2，…，cM
其中θT为转置。为了估计该多项式中的系数，使用下面的准则函数
注意对于各共反射面元的总和，来自共反射面元k的信息将被省略，即该准则是在共反射面元k的环境中进行计算的。因此，该参数矢量C(Rk)的估计是通过最小化该准则而获得的，参见例如L.Ljung、T.Sderstrm的“Theory and Practice of Recursive Identification”(Prentice Hall Inc.，Englewood Cliffs，New Jersey，1981)。该解决方案是通过下式获得的：
其中矩阵P和矢量r通过下式计算
因此该参数C(Rk)的估计通过下式获得
其用于抑制杂波信号。
从上面的内容我们可以注意到，对于在多项式中的模型的阶数M等于零来说，获得下面的退化多项式
C(Rk)＝c0 (12)
这个多项式提供了下面的矢量
＝1 (13)
如果脉冲的数量N被选择为1，则对该参数C(Rk)的估计退化为：
通过应用该参数C(Rk)的估计，可以看出该结果变成等于所谓的匹配滤波器。这意味着根据本发明的参数C(Rk)的估计是所谓的匹配滤波器的一般形式。已知匹配滤波器与雷达的结合，并且该匹配滤波器在例如Robey、D.R.Fuhrmann、E.J.Kelly、R.Nitzberg的“A CFAR AdaptiveMatched Filter Detector”(IEEE Transactions on Aerospace and ElectronicSystems，Vol.AES-28，No.1，pp.208-216，January 1992)中进行了描述。
根据本发明的一个实施例，雷达设备包括单脉冲天线形式的天线装置，该单脉冲天线包括两个彼此相叠放置的相邻近的天线。一个单脉冲天线包括能够协作发射脉冲以及以已知的方式协作接收雷达回波的天线系统。
在本发明的范围内，包括被设置成彼此相叠的多于两个天线的装置也是可能的。例如，可以说三个天线得到两个自由度。一个自由度能够用于杂波抑制，第二个自由度能够用于更精确地校准目标的当前高度。为了简化本发明的描述，下面将描述包括两个天线的本发明的两个实施例。
根据本发明的一个实施例，雷达设备包括用于表示在第一信道中的来自第一天线的视频信号的装置以及用于表示在第二信道中的来自第二天线的视频信号的装置。在本实施例中，根据上面的描述，杂波分量将出现在两个信道中。如上所述，在杂波分量之间的幅度的差值是这样的类型：其中借助于根据本发明的估计，抑制在最终得到的视频信号中的杂波分量是可能的。
根据本发明的另一个实施例，雷达设备包括用于在第二信道中对来自包含在雷达系统中的所述天线对的信号进行求和的装置以及用于在第一信道中形成来自包含在雷达系统中的所述天线对的信号之间的差值的装置。在这个实施例中，下面将该第二信道称为和信道∑，并且将该第一信道称为差信道Δ。
来自两个相邻天线的信号被线性变换成和信号∑和差信号Δ。信号x1和x2对于任何适当的线性组合(例如和、差)来说是可交换的。
当反射的脉冲返回到天线的时候，模拟输出信号被彼此相加，并且在它们被转换成视频信号之前以已知的方式将它们模拟地彼此相减。所述相加的模拟输出信号被转换成和信道∑中的视频信号。所述相减的模拟输出信号被转换为差信道Δ中的视频信号。该和信道提供不同天线对每个共反射面元的贡献的和，而该差信道提供两个天线对每个共反射面元的贡献之间的差值。该和信道表示在最终的天线方向图中的和波瓣，而该差信道表示在最终的天线方向图中的差波瓣。因此本发明包括在垂直方向上具有以例如和波瓣和差波瓣的形式瞬间形成至少两个波瓣的可能性的雷达天线。
根据本实施例，本发明特征在于，所述杂波抑制装置被配置成这样的方式：某个共反射面元Rk的杂波分量ec出现在与复常数C(Rk)相乘的和信道∑中，其中该复常数C(Rk)为当前共反射面元Rk的地面方向上的和信道和差信道的复天线增益之间的商。这种杂波抑制装置以这样的方式来配置：某个共反射面元Rk的杂波分量ec出现在差信道Δ中。该杂波抑制装置被配置用来估计复常数
其描述了来自各接收器天线的信号如何分别对于每个共反射面元Rk被加权在一起，以形成最终的视频信号Ψ。该估计的常数
的目的在于，通过减去与所估计的常数相乘的差信道Δ来抑制和信道∑中的最终的输出视频信号Ψ中的杂波分量ec。该杂波抑制装置被配置成通过抑制杂波分量而在当前共反射面元方向中产生在最终的输出视频信号Ψ的最终的天线方向图中的零位置。
如早先提及的那样，在和信道(第二信道)和差信道(第一信道)之间的复常数C对于每个共反射面元Rk是不变的。
某个共反射面元Rk的杂波分量ec在与复常数C相乘的和信道∑中被发现，其中该复常数C为当前共反射面元Rk的地面方向上的和信道和差信道的复天线增益之间的商。如上所述，复常数以这样的方式被自动调整：对于每个单一共反射面元来说，零位置被单独地指向相应的地面部分，从而来抑制杂波信号。
如上所述，复常数
已经通过具有适当系数“cm”的适当次数“m”的多项式得到了估计。该多项式描述了以当前共反射面元为中心的多个共反射面元上的变化。该多项式能够在该共反射面元的幅度和来自位于该波瓣中的适当选择的共反射面元的值的基础上进行估计。
为了确定复常数，最好使用最小二乘法和适当的二次多项式的方法。该多项式当然能够为更高和更低的次数。当估计复常数的时候，最好假定在地面杂波中的能量比来自目标的反射脉冲中的能量大很多，这就是为什么来自目标的反射脉冲中的能量可以在对系数的估计中被忽略的原因。如果在反射信号中的能量比在杂波中的能量大很多，由于目标提供了强大并且清楚的信号，从而就解决了杂波带来的问题，并且不必进行杂波抑制。
根据等式14的C(Rk)的估计随着距离Rk具有系统的变化。
在根据等式3的最终的视频输出信号Ψ(Rk)中，当前共反射面元Rk的杂波分量得到抑制。可以通过最终的零位置在最终的视频信号Ψ(Rk)(杂波抑制信号)的天线方向图中说明杂波抑制。本方法产生自适应空间滤波器，其中最终的不含有杂波的信号ψ(Rk)能够用于随后的滤波和/或检测。此外，根据本发明，其可以直接用于形成根据GLRT或者AMFD的检测器。
如前所述，利用两个天线波瓣，使得当前共反射面元Rk的地面方向上的杂波为“零”(即对其进行抑制)是可能的。同样由于几个天线被放置成彼此相叠这一事实，产生了几个空间自由度，可以利用这些自由度来进一步改进杂波抑制和/或用于对每个单个脉冲进行更精确的目标校准。
在本发明的另一个实施例中，来自每个天线的模拟输出信号都被转换成视频信号。通过对于每个共反射面元在和信道中求和第一视频信号和第二视频信号、以及通过对于每个共反射面元在差信道中从第二视频信号中减去第一视频信号来形成和信道与差信道。该减法用于计算每个共反射面元的第一视频信号和第二视频信号之间的差值。之后，以与在前面描述的情况中相同的方式执行对复常数/矢量的估计。
所有的实施例都可以允许天线有一定量的滚动。相对于地平面的±15°的天线最大滚动角提供连续的良好的特性，但是超过±15°的滚动角度会导致在杂波抑制方面的一定的性能损害。
在多于两个天线的情况下，复常数C将通过矢量C表示，该矢量C包括对于给定共反射面元Rk给出在地面方向上的不同天线对之间的关系的分量。相应地，矢量
将表示所估计常数
在多于两个天线的情况下，雷达中包括的天线彼此成对地得到处理。根据前面所述的内容，可以根据模拟情况或者数字情况来进行根据上述内容的求和和减法。
附图说明
下面通过附图中显示的图对本发明的实施例进行描述。
图1用图解法显示了根据本发明的一个实施例的包括两个天线的雷达设备；
图2用图解法显示了根据图1的雷达设备的垂直和水平视图，其中该雷达设备发送出主波瓣；
图3用图解法显示了从侧面看的根据图1的雷达设备，其中由于采样的原因，主波瓣被描述为划分成各部分；
图4用图解法显示了根据图1的本发明实施例的雷达设备的天线方向图；
图5用图解法显示了根据图4中的实施例的杂波抑制处理的框图；
图6用图解法显示了根据本发明实施例的某个共反射面元Rk的差波瓣Δ与和波瓣∑的天线方向图；
图7用图解法显示了根据图6中的实施例的杂波抑制处理的框图；以及
图8用图解法显示了根据图4或者图6中的实施例、在杂波抑制之后的最终的波瓣的天线方向图的垂直视图和水平视图。
优选实施例
图1用图解法显示了根据本发明的实施例的雷达设备1，其包括在垂直方向上彼此叠放的两个天线2、3。如在上面说明的那样，雷达设备能够包括两个以上的天线。在附图中，所显示的雷达设备为圆形，但是雷达设备可以具有其他的形式，例如椭圆、正方形或者多角形，包括在雷达设备中的天线被彼此叠放设置。
图2用图解法显示了根据图1的雷达设备的垂直视图和水平视图，该雷达设备发送出主波瓣5，该主波瓣5照射地面10的一部分和目标11。
图2的上部显示了主波瓣5和位于来自雷达设备1的视线8a中的共反射面元Rk的垂直视图。视线8a为雷达设备发送出其主波瓣的方向，也就是所发送出的脉冲能量的主要部分所指向的方向。在垂直视图中，共反射面元Rk对应于沿着视线8a的从雷达设备1到达某个点的距离。该距离(共反射面元)依赖于采样时刻的选择以及所选择的采样时间。
图2的下部显示了主波瓣5的水平视图。在水平视图中，共反射面元Rk通过在地面10的受照射部分上的地面部分13表示。在图2中，地面部分13被显示为具有一定宽度14的弯曲的带。地面部分13为共反射面元Rk在地面10的该部分上的投影，这就是为什么地面部分13的宽度14依赖于采样时间和角度β的原因。该角度β为雷达设备的视线8a和地平面10的切线8b之间的角度。与地平面的切线8b在视线8a与地平面10交叉的点获得。采样时间得到距离ΔRk，依赖于角度β，该距离ΔRk根据ΔRk/cos(β)而投影到地面10的受照射部分上，从而得到地面部分13的宽度14。
在图2中，所显示的共反射面元Rk包括位于距地面一定距离的目标10。
图3用图解法显示了从侧面看的根据图1的雷达设备，其中由于采样的原因，主波瓣5被描述为划分成各部分/共反射面元。图3显示了具有一定宽度14的相应的地面部分13k(ΔRk)和13k+1(ΔRk+1)的共反射面元(共反射面元Rk和Rk+1被标记在图中)。图3意图说明，如何能够由于采样的原因而将反射的脉冲解释为被划分成多个共反射面元的主波瓣5。图3也显示了在共反射面元Rk中的目标11。
图4用图解法显示了根据图1的雷达设备的天线方向图。图4显示了对应于通过第一天线2接收的信号的由x1标记的第一波瓣。图4还显示了对应于通过第二天线3接收的信号的由x2标记的第二波瓣。图4还显示了与地面10具有一定距离的目标11。两个波瓣x1和x2都指向地面10和目标11。在图中显示了该第二波瓣x2来自在垂直方向上高于第一波瓣x1的位置。这是由于两个接收天线2、3彼此叠放的事实。另外，两个波瓣具有相同的范围和相同的外形。
图5用图解法显示了根据图4中的实施例的用于杂波抑制的处理的框图。该图显示了包括两个天线2、3的雷达设备1。该设备还包括处理来自天线2、3的信号的接收器装置9。该接收器9可以包括用来将模拟信号转换成数字信号的装置。信号x1和x2为来自两个天线2、3的信号，并且图5指示了这些信号由第一信道K1和第二信道K2表示。
根据本发明的用于执行杂波抑制的方法将在下面利用在图5中规定的标号进行描述。
用于范围共反射面元Rk和脉冲或者多普勒信道n的信号描述如下：
x1(Rk，n)＝a·ef(Rk，n)+ec(Rk，n)+e1(Rk，n) (1)
x2(Rk，n)＝b·ef(Rk，n)+C(Rk)·ec(Rk，n)+e2(Rk，n) (2)
其中a和b为复常数，ef为目标信号，ec为杂波信号并且e1和e2分别为两个相互独立的随机过程，其中每一个用于一个信道。此外，C(Rk)为复参数，其通过几何结构(即在所包含的天线和范围共反射面元Rk之间的几何关系)来确定。
该最终得到的经杂波抑制的视频信号因此如下形成：
其中参数C(Rk)已经被估计并且该估计通过
表示。上面的等式显示了当估计
等于复参数C(Rk)的时候，可以完全抑制杂波信号ec(Rk，n)。
信号x1和x2对于任何合适的线性组合(例如和与差)来说都是可互换的。
图6用图解法显示了某个共反射面元Rk的差波瓣Δ与和波瓣∑的天线方向图。图6显示了本发明的一个实施例，其中来自天线的信号x1和x2以这样的方式被线性组合：形成差信道Δ与和信道∑。当天线接收所发射的脉冲的反射的时候，脉冲在雷达系统中被转换成输出信号。所述输出信号在和信道∑中被加到一起，并且在差信道Δ中被相减。差波瓣Δ是对差信道Δ的表示，和波瓣∑是对和信道∑的表示。
图6显示了在和波瓣∑中的目标11。根据本发明的实施例，某个共反射面元Rk的杂波分量ec位于与复常数C相乘的和信道∑中，其中复常数C为当前共反射面元Rk的地面方向上的和信道和差信道的复天线增益之间的商。在和信道∑中，该目标还通过目标信号ef来表示。
图6显示了目标11位于两个差波瓣Δ之间，这就是为什么目标11在差信道Δ中不具有目标信号的原因。该图显示了两个差波瓣中较低的一个“照射”地面部分，即在差信道Δ中以地面杂波ec的形式做出贡献。这个信号用于抑制在和信道中的杂波分量Cec，该信号还对在差信道中产生目标信号的目标位置起作用。
图7用图解法显示了用于雷达设备1的杂波抑制的装置4以及在杂波抑制中的处理的框图，其中使用了根据图6的线性组合。该雷达设备1通过天线2、3在时间间隔t1中发送出脉冲，随后在时间间隔t2中发送中断。在时间间隔t2中，接收器天线2、3接收所发送出的脉冲的反射信号。
在噪声抑制装置4中，所接收的脉冲通过雷达接收器6被转换成模拟输出信号7。该雷达接收器可以是任何能够将所接收的雷达脉冲转换成模拟输出信号的适合的装置。
图7还显示了用于噪声抑制的装置4，其包括用于对来自包含在雷达系统1中的接收器天线2、3的模拟输出信号7求和以及/或者相减的装置15。用于对模拟输出信号7进行求和以及/或者相减的装置15能够由用于模拟信号处理的任何适当的系统构成。
用于杂波抑制的装置4还包括用于将模拟输出信号7转换成数字信号(A/D转换)、视频信号的装置18。在图5中显示的实施例中，在对模拟信号进行了求和以及相减之后，执行A/D转换。在A/D转换期间，采样所述模拟信号。如上所述，采样时间对于共反射面元的外观是决定性的，即每个共反射面元相对于反射的脉冲能够包含多少信息。因此该采样时间对于共反射面元的尺寸来说是决定性的，并且必须是时间间隔t2的一部分。时间间隔是如此的小，以致目标和雷达装置的速度相对于该问题组分别都可以忽略，即对于脉冲来说该问题可以被认为是静态的。
在和信道∑中给出求和后的信号，并且在差信道Δ中给出相减后的信号。当将图5中描述的实施例与图7中的实施例相比较的时候，我们可以看到，在图7中的第一信道K1对应于差信道Δ，第二信道K2对应于和信道∑。图7显示了用于估计复常数
的装置16。用于估计复常数的这种装置16可以为任何具有在信号处理中执行代数运算能力的适当的装置，例如计算机或者电路等等。这种装置必须还具有执行用于估计复常数
所必要的代数运算能力。
在图7中，用已知的符号显示了用差信道Δ乘以所估计的复常数
然后，从和信道∑中减去乘以所估计的复常数
的差信道Δ，这就产生最终的视频输出信号Ψ。利用适于该目的的装置如上所述地执行代数运算。
因此，使得和信道∑中的杂波分量ec区别于差信道Δ中的杂波分量ec的因数为复常数C。如所提及的那样，复常数C对于给定的共反射面元Rk来说是常数，这就是为什么对每个脉冲的每个共反射面元来说估计复常数
成为可能的原因。如果所估计的复常数
等于复常数C，那么在和信道∑中的杂波分量ec可以通过用差信道Δ乘以所估计的复常数
然后从和信道∑中减去乘以所估计的复常数
的差信道Δ来消除。
等式(1)、(2)和(3)适用于具有和信道∑和差信道Δ的实施例中，其中x1被换为Δ，x2被换为∑。
图8以图解法显示了在根据显示在图4和6中的任何一个实施例的杂波抑制之后的最终的视频输出信号Ψ的最终波瓣的天线方向图的垂直视图和水平视图。图8清楚地显示了杂波是如何得到抑制的，并且天线方向图说明了对于最终的视频输出信号Ψ的最终的天线方向图中的作为零位置17的抑制。以这种方式，目标信号在最终的视频输出信号Ψ中的贡献是突出的，其中允许执行进一步的分析。
本发明并不限于上述实施例中显示的内容，而是可以在专利权利要求书的范围内作出变化。如在本发明说明中所提及的那样，雷达设备能够包括两个以上的天线。此外，在根据图6的本发明的另一个实施例中，A/D转换能够在对信号进行求和以及相减之前执行。
Claims (15)
1、一种机载雷达设备(1)，其包括至少两个天线(2，3)以及杂波抑制装置(4)，该雷达设备被设置成通过天线(2，3)发送出集中在主波瓣(5)中的雷达脉冲，以及天线(2，3)被设置成用来接收反射的雷达脉冲，所述天线(2，3)彼此垂直分离，该雷达设备(1)包括用于将所接收的雷达脉冲转换成共反射面元(Rk)序列的形式的复视频信号的装置(6)，所述视频信号在第一信道(K1)和第二信道(K2)中表示，其特征在于：该杂波抑制装置(4)被配置成使得在第一信道(K1)中的特定的共反射面元(Rk)的杂波分量ec也出现在与复常数C(Rk)相乘的第二信道(K2)中，其中该复常数C(Rk)为当前共反射面元(Rk)的地面方向上的第二信道(K2)与第一信道的复天线增益之间的商，该杂波抑制装置(4)被配置用来估计复常数
，该复常数
描述了当形成最终的视频输出信号(Ψ)的时候来自接收器天线的信号如何分别对于每个共反射面元(Rk)被加权在一起，该所估计的复常数
用于通过从与所估计的复常数
相乘的第一信道(K1)的信号中减去第二信道(K2)的信号来抑制在最终的视频输出信号(Ψ)中的杂波分量ec。
2、根据权利要求1的雷达设备，其特征在于：该雷达设备包括用于表示在第一信道(K1)中的来自第一天线(2)的视频信号的装置，以及用于表示在第二信道(K2)中的来自第二天线(3)的视频信号的装置。
3、根据权利要求1的雷达设备，其特征在于：该雷达设备包括用于在第二信道(K2)中对来自被包括在雷达系统中的天线对的信号进行求和的装置，以及用于在第一信道(K1)中形成在来自包含在雷达系统中的天线对的信号之间的差值的装置。
4、根据权利要求1-3中任一项的雷达设备，其特征在于：杂波抑制装置(4)被设置成通过利用来自当前范围共反射面元
附近的范围共反射面元的值来估计所述复常数
5、根据权利要求1-3中任一项的雷达设备，其特征在于：杂波抑制装置(4)被设置成用来通过适配具有系数“cm”的“m”次多项式来估计所述复常数
，其中该多项式描述了以当前共反射面元为中心的多个共反射面元上的变化，根据所述共反射面元的值和根据适当选择位于所述主波瓣中的共反射面元的值就能估算出所述多项式。
6、根据权利要求5的雷达设备，其特征在于：杂波抑制装置(4)被设置成用来通过最小二乘法确定该多项式的系数。
7、根据权利要求1-3中任一项的雷达设备，其特征在于：杂波抑制装置(4)被设置成用来在所发送出的不同脉冲之间不具有相干性的条件下抑制杂波。
8、根据权利要求1-3中任一项的雷达设备，其特征在于：所述天线(2，3)相对于地平面最大旋转±15°。
9、用于抑制地面杂波的方法，其包括以主波瓣(5)的形式从彼此垂直分离的至少两个天线(2，3)联合发送出集中的雷达脉冲，并通过天线(2，3)接收反射的雷达脉冲，以及包括将接收的雷达脉冲转换成多个共反射面元(Rk)的形式的复视频信号，在第一信道(K1)和第二信道(K2)中表示所述视频信号，其特征在于：
-对于特定的共反射面元(Rk)，在第二信道(K2)中发射乘以了复常数C(Rk)的杂波分量ec，其中该复常数C(Rk)为当前共反射面元(Rk)的地面方向上的第二信道(K2)的复天线增益除以第一信道(K1)的复天线增益的商，
-在第一信道(K1)中发射特定共反射面元(Rk)的杂波分量ec，
-当形成最终的视频输出信号(Ψ)的时候，通过分别对于每个共反射面元(Rk)将来自天线的信号加权在一起来估计复常数
-将该估计的复常数
乘以第一信道(K1)的信号，
-在最终的视频输出信号(Ψ)中，从乘以该估计的复常数
的第一信道(K1)的信号中减去第二信道(K2)的信号，从而在最终的视频输出信号(Ψ)中抑制了杂波分量ec。
10、根据权利要求9的方法，其特征在于：该方法表示在第一信道(K1)中的来自第一天线(2)的视频信号以及在第二信道(K2)中的来自第二天线(3)的视频信号。
11、根据权利要求9的方法，其特征在于：该方法包括在第二信道(K2)中对来自包含在雷达系统中的天线对的信号进行求和，以及在第一信道(K1)中对来自包含在雷达系统中的天线对的信号进行相减。
12、根据权利要求9-11中任何一项权利要求的方法，其特征在于，对该估计的常数
的所述估计包括下面的步骤：
-选择具有多个复常数(cm)的M次多项式，
-通过最小二乘法和来自主波瓣中的多个共反射面元的值来估计复常数(cm)，该多项式如下表示为：
13、根据权利要求9-11中的任意一项的方法，其特征在于，该方法与脉冲之间的相干性无关地抑制杂波。
14、根据权利要求9-11中的任意一项的方法，其特征在于，该方法包括从天线中发送和接收脉冲，其中所述天线相对于地平面最大旋转±15°。
15、根据权利要求9-11中的任意一项的方法，其特征在于，该方法包括从机载雷达设备中发送和接收脉冲。
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Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7573419B2 (en) * | 2003-05-21 | 2009-08-11 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and system for unambiguous angle resolution of a sparse wide-band antenna array |
| US7852259B2 (en) | 2004-01-23 | 2010-12-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Clutter filtering |
| US7138941B1 (en) * | 2004-11-12 | 2006-11-21 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | In-situ calibration of radar frequency measurement |
| US8089881B2 (en) | 2006-03-03 | 2012-01-03 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for increasing spectrum use efficiency in a mesh network |
| WO2008066949A2 (en) * | 2006-05-10 | 2008-06-05 | Research Foundation Of The City University Of New York | Total covariance signal processor using sample matrix inversion and side lobe cancellation |
| FR2933497B1 (fr) * | 2008-07-03 | 2012-06-01 | Claude Goutelard | Procedes et systemes d'emission codee et de reception antennaires notamment pour radar |
| GB0817885D0 (en) * | 2008-09-30 | 2008-11-05 | Vanuytven Marcel | Clutter reduction in detection systems |
| US8599060B2 (en) | 2008-09-30 | 2013-12-03 | Intersoft Electronics Nv | Clutter reduction in detection systems |
| JP5930590B2 (ja) | 2011-03-04 | 2016-06-08 | 富士通テン株式会社 | レーダ装置 |
| US8947294B1 (en) * | 2011-11-02 | 2015-02-03 | Lockheed Martin Corporation | Method and system for adaptively cancelling clutter from the sidelobes of a ground-based radar |
| US10101445B2 (en) | 2014-04-29 | 2018-10-16 | Research Foundation Of The City University Of New York | Power centroid radar |
| CN104991238B (zh) * | 2015-06-26 | 2017-05-24 | 西安电子科技大学 | 基于雷达地杂波谱特性的机身圆台共形阵结构的设计方法 |
| CN105929371B (zh) * | 2016-04-22 | 2018-05-04 | 西安电子科技大学 | 一种基于协方差矩阵估计的机载雷达杂波抑制方法 |
| US9971027B1 (en) * | 2017-11-10 | 2018-05-15 | Helios Remote Sensing Systems, Inc. | Methods and systems for suppressing clutter in radar systems |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1046608A (zh) * | 1989-04-20 | 1990-10-31 | 清华大学 | 基于最大熵谱估计的自适应动目标检测器 |
| US5559516A (en) * | 1981-11-27 | 1996-09-24 | Northrop Grumman Corporation | Dual cancellation interferometric AMTI radar |
| US5703593A (en) * | 1995-12-12 | 1997-12-30 | Northrop Grumman Corporation | Adaptive DPCA subsystem |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3720941A (en) | 1970-04-13 | 1973-03-13 | Gen Electric | Automatic monopulse clutter cancellation circuit |
| US3727220A (en) * | 1971-09-13 | 1973-04-10 | Technology Service Corp | Adaptive receiving array method and apparatus for mti radar |
| US3993994A (en) * | 1975-06-27 | 1976-11-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Adaptive clutter cancellation for synthetic aperture AMTI radar |
| US3995271A (en) * | 1975-08-20 | 1976-11-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Adaptive clutter cancellation and interference rejection system for AMTI radar |
| GB2260234B (en) | 1983-01-21 | 1993-08-18 | Emi Ltd | A radar apparatus |
| IT1170587B (it) * | 1983-12-13 | 1987-06-03 | Selenia Ind Elettroniche | Elaboratore adattivo di segnali radar per la rivelazione dell'eco e la cancellazione del clutter |
| IT1199170B (it) * | 1984-07-27 | 1988-12-30 | Selenia Ind Elettroniche | Elaboratore digitale di segnali radar in grado di effettuare la cancellazione adattiva del clutter mediante stimatore parametrico |
| US6809681B1 (en) * | 1992-08-25 | 2004-10-26 | Raytheon Company | Random-modulation radar signal-induced interference cancellation method and apparatus |
| US5630154A (en) * | 1994-10-11 | 1997-05-13 | Hughes Aircraft Company | Programmable systolic array system arranged in a found arrangement for passing data through programmable number of cells in a time interleaved manner |
| US6650271B1 (en) * | 1997-11-24 | 2003-11-18 | Raytheon Company | Signal receiver having adaptive interfering signal cancellation |
-
2002
- 2002-12-20 DE DE60234133T patent/DE60234133D1/de not_active Expired - Lifetime
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- 2002-12-20 EP EP02808358A patent/EP1573359B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-12-20 AT AT02808358T patent/ATE446521T1/de not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5559516A (en) * | 1981-11-27 | 1996-09-24 | Northrop Grumman Corporation | Dual cancellation interferometric AMTI radar |
| CN1046608A (zh) * | 1989-04-20 | 1990-10-31 | 清华大学 | 基于最大熵谱估计的自适应动目标检测器 |
| US5703593A (en) * | 1995-12-12 | 1997-12-30 | Northrop Grumman Corporation | Adaptive DPCA subsystem |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Adaptive processing for airborne surveillance radar WARD,J. et al,1996 Conference Record on the Thirtieth Asilomar Conference on Signals,Systems and Computers,第1卷 1996 * |
| Space-time adaptive processing for airborne radar withvarious array orientations WANG,Y.et al,IEEE Proceedings.,Radar,Sonar and Navigation,Vol.144 No.6 1997 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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