CN1302472A - 功率因数校正的应用 - Google Patents

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Abstract

市场上可买到的转移模式功率因数校正集成电路具有一个用于控制在功率输出电路中的MOSFET的输出脚,以及用于调整峰值电流的乘法器输入脚。通过减小加到乘法器输入的被整流线电压部分的范围,大大地减少在输入线电流中的零交叉畸变。通过增加如齐纳二极管这样的箝位器件到用于检测整流线电压的分压器上,以致当被整流线电压超过一定值时则在乘法器输入的峰值就被箝位,该范围可以被减少。另一个技术是改变用于检测整流线电压的分压器中的阻抗数值。通过使用晶体管将一个电阻接入分压器和与分压器断开,以及使用检波器电路随整流线电压的变化而接通信号晶体管或截断信号晶体管,可以实现在分压器中阻抗的变化。

Description

功率因数校正的应用
本发明涉及电压用中的功率因数的校正，更具体地涉及使功率因数校正集成电路适应于宽范围应用的控制电路。
功率因数校正(PFC)预调节器被用于各种电压/功率场合，使得与线电压同相地引导出准正弦电流，借此实现很接近1的功率因数(PF)。PF是传递到输出的真实功率与从馈电线引导出的视在功率(线电压有效值乘线电流有效值)之比，所以PF为1是合乎理想的。用于实现在如灯镇流器和低端监视器这样的低功率应用中的功率因数校正的普通技术是转移模式(TM)技术，这种技术被用于许多不同的PFC集成电路产品中。这些产品可从各个制造商那里得到，例如从德克萨斯州卡罗尔顿的SGS汤姆逊微电子(SGS ThomsonMicroelectronics,Carrollton,Texas,)可得到的L6561号产品和从德克萨斯州奥斯丁的摩托罗拉公司半导体产品部(Motorola,Inc.,Semiconductor Products Sector,Austin,Texas,)可得到的MC 34262号产品。
图1表示一个宽范围演示板电路10。电路10包括一个桥电路20，它将整流电压传递给作为其基本元件的升压电感器48(在此情况下为变压器的初级线圈)的升压变换器，限制二极管58，输出电容66和控制电路。该控制电路包括TM PFC集成电路(IC)9，具体地说是指从SGS汤姆逊微电子设备公司可得到的L6561号产品。图1中所示的升压变换器对于理解PFC IC9的工作是很有用的。它利用开关技术将来自桥路20的整流输入电压提高到规定的DC输出电压，经终端68和70传递到负载(未示出)。PFC IC9的用途是使其输入电流形成与输入正弦电压同相的正弦形式以致调节DC输出电压。
电路10按下述情况工作。在端12和14上的输入正弦电压经保险丝16和负温度系数(NTC)器件18加到桥路20两端。来自桥20的瞬时整流线电压被输入高频滤波电容22滤波并加到分压器30上。分压器30具有串联连接的电阻32，二极管36、电阻42、电容44和升压感应器48的次级线圈。在电阻32和二极管36之间的分压器30的电压加到脚8(Vcc),Vcc输入在PFC IC9内部用于产生内部参考电压。电容34连接到脚8(Vcc)用于滤波。
在升压变换器中，MOSFET(金属氧化场效应管)54同电阻56一起形成被控制的功率开关通路连接在升压电感器48和地之间，用于对升压电感器48进行激励或去激励。MOSFET 54的门被输出脚7 GD控制，作为加到PFC IC9的诸输入端各种电压的函数。这些输入是脚5 ZCD、脚2 COMP、脚1 INV和脚3 MUTL。
脚5 ZCD经电阻46在升压电感器48的附加线圈处连接到分压器30，用于零电流检测和外部MOSFET的触发和禁止。PFC IC9在内部产生一个接通MOSFET 54的在输出脚7 GD上的启动信号。之后，当跨在升压电感器48上的电压换向时，PFC IC9内部产生一个接通MOSFET 54的在输出脚7 GD上的信号。这种性能允许转移模式工作。
脚2 COMP和脚1 INV均被连接到电阻62和64之间的一点上，电阻62和64构成跨在电路10输出端上的电压分压器60。PFC 1C 9将在端68和70上的升压输出DC电压的一部分同其内部参考电压相比较，以维持予调节器的输出DC电压不变。反馈电容50连接在脚1和脚2之间用于频率补偿。PFC IC 9采用双电平过压保护方案。最初，当检测到上升的输出电压时降低在脚7 GD上的MOSFET 54的门电压，以提供“软制动”作用。然后，如果检测到输出电压连续上升时，截断MOSFET54，提供“重制动”作用。跨在电阻56上的电压加到PFC IC 9的输入脚4 CS上，以确定截断MOSFET 54的精确时间。
脚3 MUL7连接到分压器24中的电阻26和28之间的一点上，以接收瞬时整流线电压的一部分。PFC IC 9利用MULT输入一个周期一个周期地调整MOSFET 54的峰值电流。典型地，该MULT输入信号像被整流的正弦形状。电容40连接到脚3 MULT用于滤波。
在“应用记录”AN 966:L6561增强的转移模式功率因数校正器中(SGS-汤姆逊微电子设备，1998年3月)，Claudio Adragna进一步地描述了集成电路20的各种电路和工作。
来自各个制造商的转移模式PFC IC对产品设计者是有吸引力的，这因为它们放在比较简单的电路中，这些电路需要比较少的外部元件和比较低数值的升压电感。将PFC IC用在上变换器设计中的应用一般使用在整流线路之外的检测电阻分压器，例如图1的电路10，它利用分压器24在脚3提供MULT输入电压。虽然这个信号是整流正弦波，但在输入线电流的零交叉处出现畸变。这个零交叉畸变对于低功率、小输入电压范围的应用是可忽略的，但如果负载功率范围大和/或输入电压范围大则该零交叉畸变变成相当大。这样宽范围的应用能引起超过10％的输入电流总谐波畸变，一般这是不希望有的。
所以，存在对这样设备和方法的需要，即它们允许TM PFC IC在宽范围内应用而不引起过高的输入线电流的THD(总谐波畸变)。
因此，本发明的一个目的是如特定的实施例中所实现的那样改进到TMPFC电路的乘法器输入信号，以致当负载功率范围大和/或输入电压范围大时减少输入电流的THD。
本发明的另一个目的是如在特定的实施例中所实现的那样将一箝位整流输入电压加到TM PFC IC的乘法器输入，以致当负载功率范围大和/或输入电压范围大时减少输入电流的THD。
本发明的再另一个目的是如在特定的实施例中所实现的那样将箝位整流输入电压加到TM PFC IC的乘法器输入，以致当负载功率范围和/或输入电压范围大时减小输入电流的THD。
本发明的又另一个目的是如在特定的实施例中实现的那样自动地改变整流输入分压器电阻数值以便降低加到TM PFC IC的乘法器输入的电压，以致当负载功率范围大和/或输入电压范围大时减小输入电流的THD。
这些和其他目的在本发明的各个实施例中被实现。例如，本发明的一个实施例是一种功率因数校正应用，它包括具有乘法器输入的转移模式功率因数校正电路、输入电压总线、连接到输入电压总线并具有连接到功率因数校正电路的乘法器输入的第一中间节点的分压器以及连接到该分压器的第二中间节点的电压范围减小电路。
本发明的另一个实施例是宽范围升压变换器，它包括一对线电压输入端；连接到该线电压输入端的整流器电路；连接到该整流器电路的Vcc总线；连接到该整流器电路的接地总线；连接到Vcc总线和接地总线之间的输入滤波电容；连接在Vcc总线和接地总线之间并包括串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻的第一分压器；具有其n端连接到在第二和第三电阻之间的第一分压器的和其P端连接到接地总线的第一齐纳二极管；包括初级线圈和附加线圈的升压电感器，该初级线圈具有连接到Vcc总线的第一端；连接在Vcc总线和接地总线之间的第二分压器，该第二分压器包括串联连接的第四电阻、第一二极管、第五电阻、第一电容以及升压电感器的附加线圈，还包括n端连接在第一二极管和第五电阻之间的和P端连接到接地总线的第二齐纳二极管；P端连接到升压电感器的初级线圈的第二端的限制二极管；其一端连接到升压电感器的初级线圈和限制二极管之间，另一端连接到接地总线的控制功率转接通路，该控制功率转接通路包括串联连接的MOSFET晶体管和第六电阻；连接到限制二极管n端的正调节电压输出端；连接到接地总线的负调节电压输出端；连接在正和负调节电压输出端之间的第三分压器，该第三分压器包括第七电阻和第八电阻；连接在正和负调节电压输出端之间的输出电容；其第一端连接到在第一电容和升压电感器的辅助线圈之间的第二分压器上的第九电阻；具有连接到MOSFET晶体管的第一端的第十电阻；以及转换模式功率因数校准集成电路，其具有：连接到在第七和第八电阻之间的第三分压器的INV脚、经第二电容连接到INV脚的COMP脚；连接到在第一和第二电阻之间的第一分压器的MULT脚，连接到在MOSFET晶体管和第六电阻之间的控制功率转接通路的CS脚，连接到第九电阻的第二端的ZCD脚，连接到接地总线的GND脚、连接到第十电阻的第二端的GD脚以及连接到在第四电阻和第一二极管之间的第二分压器的Vcc脚。
利用附图描述本发明的实施例。在这些附图中：
图1是现有技术的采用功率因数校正集成电路的应用电路的原理电路图；
图2是用于箝位到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的输入电压的按本发明的电路原理图；
图3是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有120伏的26瓦灯负载并且齐纳二极管从其中被省略的图2电路；
图4是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有120伏的26瓦灯负载并且包括如在那里所示的齐纳二极管的图2电路。用于同图3比较。
图5是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有277伏的26瓦灯负载并且齐纳二极管从中被省略的图2电路；
图6是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有277伏的26瓦灯负载并且包括如在那里所示的齐纳二极管的图2电路，用于同图5比较；
图7是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有两个120伏的26瓦灯负载并且齐纳二极管从中被省略的图2电路；
图8是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有两个120伏的26瓦灯负载并且包括如在那里所示的齐纳二极管的图2电路，用于同图7比较；
图9是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有两个277伏的26瓦灯负载并且齐纳二极管从中被省略的图2电路；
图10是表示输入线电流和加到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的整流输入线电压的一部分的波形图，它对应于有两个277伏的26瓦灯负载并且包括如在那里所示的齐纳二极管的图2电路，用于同图9比较；
图11是按本发明为了改变用来产生到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的输入电压的电阻数值的电路原理图。
市场可买到的转移模式(TM)的功率因数校正(PFC)予调节器集成电路(IC)通常有一个输出脚，该脚用于控制在功率输出电路中的MOSFET，以及有一个乘法器输入脚，该脚用于调整由MOSFET逐周期地导通的峰值电流。当市场上可买到的TM PFC IC用于宽范围电压场合(例如包括有大负载功率范围和/或大输入电压范围的场合)时，可见到在输入线电流中的零交叉畸变。我们已发现，通过减小加到TM PFC IC的乘法器输入的整流线电压部分的范围可相当大地减小这个零交叉畸变。可以用任何常规的方法减小该范围。例如，一个技术是把箝位器件加到用于检测整流器电压的分压器，所以如果整流线电压超过一定值，则在PFC IC乘法器输入端上的峰值被箝位。齐纳二极管是一种合适的箝位器件，其他合适的箝位器件例如包括变阻器、雪崩二极管、MOSFET、有源箝位电路和固定电压的二极管。另一种技术例如根据峰值或平均值的整流线电压自动地改变用于检测整流线电压的分压器中的阻抗值。可以用任何方便的方法实现分压器阻抗的改变，例如，使用小信号晶体管时接时断该分压器的电阻。以及使用峰值检波器或平均值检测电路随整流线电压的改变而接通该信号晶体管或断开该信号晶体管。
在图2示出一个说明性电路100，它利用箝位器件箝位在PFC IC乘法器输入端的峰值。一个输入正弦电压加到端112和114，经一个电磁干扰(EMI)滤波器120滤波，再加到桥电路130上。例证上EMI滤波器120是熟知的电感122和124以及电容126和128的电路构成，然而其他熟知的EMI滤波器也是适合的。例证上桥电路130包括熟知电路安排中的二极管132、134、136和138，然而其他熟知的整流器电路和器件也是适合的。来自桥电路130输出的整流电压经Vcc总线140和接地总线142运载后跨接加到输入高频滤波电容144上，同时也跨接到有串联连接的电阻152、154、156、158、160和162的分压器150上。对PFC IC9(例证上为可从SGS汤姆逊微电子得到的L6561号产品)的脚3(MULT)的输入取自电阻160和162之间的节点。齐纳二极管146的n端连接到电阻158和160之间的一点，而P端连接到接地总线142。升压变换器的其它元件，例如分压器30、升压电感器48、MOSFET54和分压器60被连接到Vcc总线40和接地总线142，如图1所示，对PFC IC9的其他连接如图1所示。
当同图3,5,7和9所示的波形(它们是从省略了齐纳二极管146的电路100得到的)比较时，电路100的工作从图4、6、8和10所示的波形中(它们用电路100得到)明显可见。图3到10用电路100(图2)和电路10(图1，除去电路100代替的元件)的各个元件得到，这些元件具有如分别在表1和表2上所显示的数值或等效数值(这里元件类型相同)。此外，变压器48(表2)具有如汤姆逊-CSF型BIET2910A(ETD 29×16×10mm)或相当的铁芯，绞合线10×0.2mm 90匝初级线圈、27号美国线规(0.15mm)11匝次级线圈和1.8mm气隙，总初级线圈电感为0.7mH。
                     表1
  电感器122 通用模式10mH   二极管138     BYD17J
  电感器124 通用模式10mH   二极管146     13伏
  电感器126     100nF   电阻器152     174kΩ
  电感器128     2.2nF   电阻器154     174kΩ
  电感器144     56nF   电阻器156     174kΩ
  二极管132     BYD17J   电阻器158     174kΩ
  二极管134     BYD17J   电阻器160     4.7kΩ
  二极管136     BYD17J   电阻器162     4.7kΩ
                         表2
    变压器48     见文     电阻器32     240kΩ
    电感器34     22μF25伏     电阻器42     100Ω
    电感器44     10nF     电阻器46     68kΩ
    电感器50     680nF     电阻器52     10kΩ
    电感器66     100μF     电阻器56   0.556Ω1瓦
    二极管36     1N4150     电阻器62     950kΩ
    二极管38     1N5248B     电阻器64     10kΩ1％
    二极管58   BYT 03-400     MOSFET54     STP7NA40
可以理解的是，这些数值只是举例说明性的；根据诸如线电压、功率耗散、成本、可利用性和电路设计者的喜好等因数可选择各个元件的数值。作为参考特此整个地引用文章：Claudio Adragnain，应用记录AN 966:L6561增强转移模式功率因数校正器，(SGS-汤姆逊微电子，1998年3月)。该文章叙述了关于适用电路100的L6561型PFCIC的详细情况和为对于电路10的应用选择元件值的考虑。对于电路100，电阻152、154、156和158可以以一个单个电阻的形式实现，但因为耗散功率和额定电压的考虑，合乎理想的是使用一些单独的小电阻，例如使用一些表面封装元件。被示出的齐纳二极管146的n端连接到电阻158和160之间的一点上，但在分压器150中的实际连接点依赖于所要求的箝位作用和被选用的齐纳二极管的特性。有较高反向击穿或与普通二极管串联放置的齐纳二极管会连接到例如电阻154和156之间的点上，而具有较低反向击穿和较高额定耗散功率的齐纳二极管会连接到电阻160和162之间的点上。一般地说，选择合适的元件值可导致一般像图4、6、8和10那样波形。
图3和4是比较输入线电流的THD(上面波形)和MULT输入信号(下面波形)的波形迹线，分别对应于用于120伏26瓦灯负载的省略齐纳二极管146和包括齐纳二极管146的图2电路。如在图3上可看到的，MULT输入信号(下面波形)是像整流正弦形的，这对于使用TM PFCIC的电路是典型的。在输入线电流上可看到畸变，但THD是在10％以下。具体地说，在图3中功率是30.0瓦，功率因数(PF)是0.996，以及THD是8.7％。在这个低功率电平上，有齐纳二极管146的电路10的优点是明显的，但不是有意义的。具体地说，在图4中功率是30.1瓦，功率因数(PF)是0.997，以及THD是7.6％。
图5和6是比较输入线电流的THD(上面波形)和MULT输入信号(下面波形)的波形迹线，分别对应于277伏26瓦灯负载的省略齐纳二极管146和包括齐纳二极管146的图2电路。如在图5上可看到的，输入线电流严重畸变。具体地说，在图5中功率是29.9瓦，PF是0.987，以及THD是不可接受的14.7％。但是，比较图6与图5可见，在有齐纳二极管的电路中的输入线电流不那样严重畸变。具体地说，在图6中功率是30.1瓦，PF是0.995，以及THD只是6.8％。观察图6的MULT输入信号(下面波形)不像在使用TMPFC IC的电路中一般发现的和在图5上所看到的整流正弦形。换句话说，电路100产生一个独特的参考信号，用于TM PFC IC9的乘法器输入，它导致了在大负载功率范围和/或大输入电压范围的应用电路的优越性能。
图7和8是比较输入线电流的THD(上面波形)和MULT输入信号(下面波形)的波形迹线，分别对应于用两个120伏26瓦灯负载的省略齐纳二极管146和包括齐纳二极管146的图2电路。在这个低输入电压范围，有齐纳二极管146的电路10的优点是明显的，但不是有意义的。具体地说，在图7中，功率是56.1瓦，PF是0.997，以及THD是5.8％，而在图8中，功率是57.3瓦，PF是0.998，以及THD是4.5％。
图9和10是比较输入线电流的THD(上面波形)和MULT输入信号(下面波形)的波形迹线，分别对应于用两个277伏26瓦灯负载的省略齐纳二极管146和包括齐纳二极管146的图2电路。如在图9上可看到的，输入线电流严重畸变。具体地说，在图9中，功率是56.1瓦，PF是0.992，以及THD是不可接受的12.5％。但是，如比较图10与图9可见，在有齐纳二极管的电路中的输入线电流没有严重畸变。具体地说，在图10中，功率是58瓦，PF是0.998，以及THD只是4.5％。使用电路100的最后性能改善是相当显著的。
图11是按照本发明的电路的原理电路图，该电路用来改变用于产生到功率因数校正集成电路的乘法器输入脚的输入电压的电阻值。EMI电路1020、桥电路1030、输入电容1044和分压器1050分别与图2的EMI电路120、桥电路130、输入电容144和分压器150相同的方式起作用。平均整流线电压检测器1080的工作方式是：当整流线电压高时，从分压器1050(例证上从电阻1058和1060之间的一点)通过电阻1082给电容1092充电；当整流线电压低时，经过电阻1094使电容1092放电。当跨在电容1092上的贮存(平均)电压超过由齐纳二极管1084和电阻1086及1088(电容1090是个滤波电容)所建立的阈值时，一个足以接通在转接比阻通路1070中的晶体管1074的电压加到该晶体管的基极上，使电阻1072与电阻1062并联，由此自动降低了在乘法器脚3到地间的电阻并减小加到乘法器脚3的乘法器输入电压。可以理解的是，特定的平均电压检波器1080的使用是举例说明性的，也可使用其他平均电压检波器以及诸如峰值电压检波器这样的其他类型检波器。另外，特定的转接比阻通器1070也是举例说明性的，其他类型的元件也可用于形成转接比阻通路，同时也可用其他技术自动改变在整流线电压分压器1050中的任何阻抗以实际上限制乘法器输入电压范围。特定元件值的选择以本专业熟知的方式依赖于诸如输入线电压、耗散功率和元件可利用性及成本这样的诸多因素。
图2和11的电路适于各种各样宽范围电压应用，包括电子灯镇流器、AC-DC转接器、低功率SMPS、低端监视器、电源、升压拓扑予调节器、PFC回归拓扑、PFC补偿升压拓扑等等。
如这里陈述的本发明及其应用的说明是举例说明性的并不想限制在下面权利要求中陈述的本发明范围。在这里公开的实施例的变化和改进是有可能的，实施例的各个元件的实际替代物和同等物对本专业普通技术人员是了解的。在这里公开的实施例的这些和其他变化和改进不偏离在下面权利要求中所陈述的范围和精神可以被做出。

Claims (10)

1．一种功率因数校正应用，包括：
具有乘法器输入(3)的转移模式功率因数校正电路(9)；
输入电压总线(140、1040)；
连接到输入电压总线的分压器(150,1050)，该分压器具有连接到功率因数校正电路的乘法器输入的第一中间节点和第二中间节点；以及
连接到该分压器的第二中间节点的电压范围减小电路(146,1070,1080)。
2．按权利要求1的功率因数校正应用，其中电压范围减小电路包括连接到分压器(150)的第二中间节点的阈值电导器件(146)。
3．按权利要求2的功率因数校正应用，其中阈值电导器件包括齐纳二极管(146)。
4．按权利要求1的功率因数校正应用，其中转移模式功率因数校正电路包括配备电感元件(48)的升压变压器、单向元件(58)、开关元件(54)和用于使所说开关元件在导电和不导电之间翻转的同该开关元件的控制电极连接的控制电路，所说的乘法器输入是所说的控制电路的一部分。
5．按权利要求1的功率因数校正应用，其中电压范围减小电路包括：
具有连接到输入电压总线的输入端并具有一个输出端的电压电平检波器(1080)；以及
一个可控阻抗通路(1070)，它连接到电压分压器的一段上，且有一个输入端连接到电压电平检波器的输出端。
6．按权利要求1的功率因数校正应用，还包括接地总线(142，1042)，其中分压器(150、1050)连接在输入电压总线(140、1040)和接地总线之间。
7．按权利要求3的功率因数校正应用，还包括至少一个连接在齐纳二极管和接地总线之间的附加二极管。
8．按权利要求6的功率因数校正应用，其中：
分压器包括串联连接的第一电阻(1062)、第二电阻(1060)和第三电阻(1052、1054、1056、1058)，第一中间节点在第一和第二电阻之间，而第二中间节点在第二和第三电阻之间；
电压范围减小电路包括连接在分压器的第二中间节点和接地总线(1042)之间并有一输出端的电压电平检波器(1080)；以及
电压范围减小电路还包括一个可控比阻通路(1070)，该通路连接在分压器的第一中间节点和接地总线之间，且有一个输入端连接到电压电平检波器的输出端。
9．按权利要求8的功率因数校正应用，其中电压电平检波器包括峰值电压检波器或平均值电压检波器(1080)。
10．按权利要求8的功率因数校正应用，其中可控比阻通路包括与晶体管(1074)串联的电阻(1072)。
将整流线电压加到分压器；以及
当整流线电压大于预定值时将电阻并联连接到分压器的一段(1062)上。
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