背景技术
在工业自动化控制过程中,常常需要通过直流电压给自动装置发开关量输入信号,从而根据开关量输入信号的有无来调整自动装置的运行状态。
据申请人了解,现有此类模块主要采用如图1的电路实现对直流电压开关量输入状态的判断。其工作原理为:直流电压Vi在R1电阻上的压降产生光耦前端电流If,驱动光耦合器IC。当Vi为0V时,If=0,光耦合器不导通,光耦后端Di信号为高电平;当Vi加入额定正向电压后,If增加,当If达到并超过光耦合器导通电流后,光耦合器导通,后端Di信号变为低电平。
由于实际应用中,提供给自动装置的直流开关量输入电压往往从现场环境直接取得,因此不一定能达到额定电压值,这样在工业自动控制中都对自动装置有响应精度的要求。具体来说,当开关量输入电压低于额定值一定百分比时,要求自动装置可靠不响应;当开关量输入电压达到额定值的一定百分比时,要求自动装置可靠响应。
在自动控制中,为了保证系统的稳定,通常要求模拟部分与数字部分必须隔离,以防互相干扰并防止大电压大电流对数字部分的破坏。所以我们常采用光耦进行隔离。
由于光耦合器是电流敏感型器件,只有当其前端的驱动电流If达到额定值时,光耦合器才能导通。而当光耦后端的集电极对发射极压降Vce一定时,If和光耦后端集电极电流Ic的大小呈一定线性关系,If的大小直接影响到Di的输出电平。而If的大小又完全取决于开关量输入电压Vi的大小,所以开关量输入电压Vi的大小直接影响到Di的输出。与三极管一样,其工作特性受温度影响较大,且同型号的光耦合器之间又因为离散性,使得各光电耦合器的特性有一定偏差。如果使用如图1所示的判断电路,则可能因为光耦的离散性影响了判断电路的响应精度。
另外,由于如图1所示的现有判断电路,没有采取对If的限制措施。随着Vi的增加,If将随之增加。这样一来判断回路的功耗也将快速上升。
如果我们在如图1所示的现今使用的判断电路的电阻和光耦合器间串入稳压管。由稳压管工作原理知:当Vi小于稳压管额定稳压值时,If=0,当Vi大于稳压管额定稳压值时,If开始增加,则可以达到可靠导通的目的。但是这样的电路仍然不能限制If的大小,既不能限制判断电路的功耗。
显然,上述现有电路存在不能同时满足响应门槛精度和低功耗要求的问题。
检索发现,申请号为92225826.0、申请日为1992.06.23、名称为《直流电压隔离检测装置》的中国专利申请公开了一种直流电压隔离检测装置,该装置主要由开关三极管及其基极输入耦合电路、初级线圈串接在开关三极管集电极支路的隔离变压器和跨接在隔离变压器次级线圈两端的可变分压电阻组成。该专利具有测量精度高、线性度好和工作稳定可靠的特点,但因其主要用于对微机控制系统及其它自动控制系统的直流电压进行隔离测量,而不是对直流电压的输入的有无状态做判断,因此并不适合用于解决前述电路存在的问题。
具体实施方式
在电力系统继电保护中,常常使用220V、110V、24V作为直流开关量输入的额定电压。自动装置通过检测开关量输入电压的有无来确定装置内部的系统参数和工作状态。通常,对自动装置的规定为:当开关量输入电压低于额定电压等级的50%时,装置要可靠不响应;当开关量输入电压达到和超过额定电压等级的70%时,装置要可靠响应。为此,申请人选定可靠响应电压Via为开关量输入电压额定值Vie的65%做为可靠动作门槛电压。以下实施例为申请人对国家电网750KV改造中采用的设计方案。
实施例一
本实施例的直流电压开关量输入状态的判断模块如图2所示,主要借助模拟电子中的恒流源技术,由光耦合器IC、前置三极管T、稳压管以及电阻等组成。光耦合器IC前端经第一电阻R1输入直流电压信号,前端负极接前置三极管T的集电极,光耦合器IC后端经施密特触发器A输出判断结果信号。前置三极管T的发射极经发射极电阻RE接地,前置三极管T的基极接有基极电阻RB,直流电压信号输入端与基极电阻RB之间接有串联的一稳压管V1和一分压电阻RV。基极电阻RB和分压电阻RV之间通过并联的另一稳压管V2和限流电阻RS接地。
该设计的指导思想是利用稳压管保证三极管的基极电流Ib和集电极电压Vb不随直流开关量输入电压Vi变化,从而保证光耦前端电流If恒定来稳定光耦的输出。其具体工作原理如下:
设:Vie——开关量输入电压的额定值
Via——开关量输入电压的可靠响应门槛电压,且有Via<Vie
Vi——开关量输入电压的当前值
V1e——稳压管V1的额定稳压值
V2e——稳压管V2的额定稳压值
假设Vi由0逐步增加达到额定值Vie,在此过程中,本实施例的模块经历三个状态:0<Vi<V1e、V2e<Vi<V1e+V2e、V1e+V2e<Vi<Vie。
当0<Vi<V1e时,由稳压管的工作特性可知,流经由V1、RV、RS组成的支路的电流几乎为0,三极管处于截止状态,光耦合器IC前端电流If=0,光耦合器不导通,施密特触发器A输出电平为低。
当V2e<Vi<V1e+V2e时,稳压管V1开始稳压而V2因为还未到达工作点,流经V2的电流几乎为零,电流流经V1、RV、RS,此时三极管的基极电压Vb主要由RS上的压降提供,随着Vi的增加,当RS上的压降使得三极管导通并进入放大区时,光耦合器IC前端电流If开始增加,当If足够大时,光耦合器IC导通,使得施密特触发器A输出电平为高。
当Vi>V1e+V2e并继续增加使得RS上的压降大于V2e时,稳压管V2开始稳压,保证了三极管的基极电压Vb和基极电流Ib恒定,由三极管的工作原理知,光耦前端电流If也因此保持恒定,从而实现了恒流。
如果Vi继续增加甚至Vi>Vie时,只要Vi的增加不致损坏元器件,光耦合器IC前端电流If仍将保持恒定。因此理论上,该电路在过压的情况下一样可以使用(当然频繁过压使用会对模块的元器件使用寿命和精度产生一定的不利影响)。
事实上,稳压管V2保证了三极管能得到稳定的基极电压和基极电流,与稳压管V1配合,可以实现可靠的响应门槛电压判断。为了减少模块的功耗,本实施例取光耦合器IC前端电流If=0.5mA,选用快速CMOS工艺的施密特触发器74HC14,防止光耦合器I C在临界导通状态的频繁快速瞬变导通。电阻RS用来限流,并在稳压管V2未工作前提供三极管基极电压。通过与其他电阻的搭配得到稳定的0.5mA的光耦前端电流If。第一电阻R1限流保护光耦合器不致损坏。
实施例二
上面例举了开关量输入电压等级为110V时的直流开关量输入判断模块的工作电路,为使其能方便的适用于开关量输入电压等级为220V的环境,本实施例如图3所示,增加了与原稳压管V1和电阻RV参数相同的串联的稳压管V1’和电阻RV’。这样,既达到了目的,也节省了生产的成本和复杂度。
实施例三
本实施例为在以上实施例基础上进一步细化和完善形成的技术方案,如图4所示,其具体完善之处为:
在直流电压信号输入端加入一保护二极管D,以避免意外的反向电压破坏工作电路。在保护二极管D后串联一后继限流电阻R,使得流经工作电路的电流不致太大。
在直流电压信号输入端的保护二极管D和后继限流电阻R之后并联一高压电容CH,吸收开关量输入电压加入瞬间的大电压扰动产生的交流分量。
在高压电容CH旁再并联一耐压等级高的快速瞬变二极管DQ用来吸收因雷击等原因产生的突然增加的瞬态大电流,防止工作电路遭受破坏。
在前置三极管T的基极与地之间并联一个电容CT,吸收三极管T基极电流的交流分量,稳定三极管T的集电极电流,继而稳定光耦合器IC前端电流If。
在串联的稳压管V1’和电阻RV’(或稳压管V1和电阻RV)旁并联一个旁路跳线开关K,这样可以灵活选择工作电路的额定工作电压等级。当开关K闭合时,额定工作电压等级为110V;当开关打开时,额定工作电压等级为220V。
本实施例的电路设计完成后,为了检验电路的实际工作效果,申请人做了测试。在测试中,将直流开关量输入电压从0V逐步增加到额定电压值,通过测量施密特触发器输出电平的变化来确定工作电路的可靠响应电压,且每次测试的对象都是完全功能的独立工作模块。测试结果如下表1:
测试次数 |
开关量输入额定电压等级为110V时判断电路可靠响应电压(V) |
开关量输入额定电压等级为220V时判断电路可靠响应电压(V) |
1 |
69 |
133 |
2 |
70 |
133 |
3 |
73 |
137 |
4 |
73 |
136 |
5 |
71 |
133 |
6 |
72 |
135 |
7 |
69 |
134 |
8 |
72 |
134 |
表1:开关量输入状态的判断模块测试结果
由测试可以看出,此电路完全达到设计要求。
除上述实施例外,本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案,均落在本发明要求的保护范围。