CN1274150C

CN1274150C - 一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统

Info

Publication number: CN1274150C
Application number: CN 03117885
Authority: CN
Inventors: 朱维乐
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2003-05-19
Filing date: 2003-05-19
Publication date: 2006-09-06
Anticipated expiration: 2023-05-19
Also published as: CN1549591A

Abstract

本发明提供了一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，采用多载波扩频数字电视地面传输信道适配器，其特征是采用时域约束线性相关器(24)和高精度频域映射(19)，在时-频约束之取样率和OFDM之取样率取为一定的简单整数比的条件下，利用了FFT变换作为时-频约束相关运算，对频域的各子载波形成了有效的相互依存性，因而使本系统在频率选择性通道中，有效地利用“相长子频带”的信噪比增长克服“相消子频带”的信噪比降低并具有低峰平比。从而本系统兼容了多/单载波系统各自的优点，包括低峰平比、稳健性、高性价比等。

Description

一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统

技术领域：

本发明属于电视技术领域，它特别涉及数字电视地面传输技术和无线宽带数字调制传输技术。

背景技术：

电视信号的数字化传输技术，在卫星和有线电视等信道中的数字传输方法已经得到解决。而在其最重要的地面无线传输方面，其传输质量、可靠性和覆盖范围受到如下一些因素的影响和限制：

(1)多径(城市楼群、丘陵、山区)传输的干扰；

(2)地面传播受地形阻挡、高楼遮蔽以及海面反射波的影响；

(3)受模拟/数字同频信道和邻频信道的干扰；

(4)受地面突发脉冲噪声干扰，特别是在超高频(VHF)波段更为严重；

(5)在移动接收时，受多普勒频移、运动(空间/时间)衰落、阴影遮蔽的严重影响；

为克服上述地面传输的诸多困难，特别在克服多径干扰、采用单频网解决频道分配以及解决移动接收等方面，各个国家研究提出了不同的系统方案。国内外的地面数字电视传输标准/方案现有：

1)美国地面数字电视传输标准 ATSC (自1995年起实施)

2)欧洲地面数字电视传输标准 DVB-T (自1997年起实施)

3)日本地面数字电视传输标准 ISDB-T (待实施)

4)清华大学的地面数字电视传输方案 DMB-T

在国内外现有的数字电视地面无线传输方法中，美国的ATSC方案出现最早，采用8VSB调制技术，属于单载波调制，未能解决移动接收问题。欧洲的DVB-T方案稍晚出现，采用COFDM调制，属于多载波调制，解决了移动接收的问题，但在高速移动和在城市楼群的遮蔽中穿行时的信号重入和再同步问题解决不佳，且难于构建蜂窝单频网(Cellular SFN)。日本的ISDB-T方案与欧洲的方案类似，其调制方法为(BST)OFDM，由一组共同的称为BST段的基本频率块组成，也属于多载波调制。我国清华大学的DMB-T方案也属于多载波系统。较低的数据率和较高的发射波形的峰平比是现有OFDM系统的严重缺点。

针对以上四个地面数字电视系统存在的问题，采用新的技术手段，根据我国国情，充分考虑中国地形地貌、行政区划和农村城市的覆盖和广播电视事业的现状，着眼于长远、稳定、持续的发展，提出一种新颖的、高效率、高可靠性的地面数字电视传输系统。

图1给出了本发明人在“同步多载波扩频地面数字电视传输系统”专利申请(申请号：01108788.9，申请日：2001年8月21日)中所描述的基本原理框图。它包括多载波、时-频并行扩频、周期连续导频、传输流的定秒精确同步四部分。其中采用多载波技术(4K模式OFDM)克服多径效应和建立单频网(SFN)体制。采用时-频并行扩频技术(CDMA)带来的快速OFDM符号同步克服在遮蔽间穿行接收时信号重入和再同步困难，采用周期连续导频技术解决高速移动时的多普勒频移跟踪问题和运动衰落。采用系统传输流的定秒精确同步技术解决在建立蜂窝单频网(Cellular SFN)传输体制的困难，用以解决城市楼群遮蔽下的覆盖问题，并为数据回传所需的同步、定时、定位提供技术手段。它包括以下三个部分，Part A：频域多载波处理(COFDM)部分；Part B：时域CDMA部分；Part C：单频网(SFN)码流同步部分。其中Part A包括能量扩散3、外编码器4、外交织器5、内编码器6、内交织器7、QAM映射器8、帧自适应9、OFDM11、保护间隔插入/时间插入12、D/A13、通道滤波14、前端15、分散导频及TPS信号10；Part B包括秒时钟PLL定时器16、授时符号信息形成17、时域CDMA同步时域连续导频18；Part C包括：码流时延调整1、授时包检出及码流时延控制2。

该方案采用多载波技术(4K模式OFDM)克服多径效应和建立单频网(SFN)体制。正交频分复用(OFDM)采用很多子信道并行数字传输，每个子信道采用正交频分复用，大大扩展了子信道传输符号宽度，子信道的带宽小于相干带宽，采用多电平/QAM调制技术，因而有很高的频带利用率和抗拒多径的频率选择性失真能力。结合高效的信道编码和时频交织技术还能有效地对抗突发差错和AWGN的干扰引起的随机差错。采用OFDM体制具有以下优点：

1、在系统实现时，OFDM将宽的带宽分为许多窄带载波，进行并行传输，可以降低每个子载波的码片传输速率。同时采用时间保护间隔(TGI)有效地去除符号间干扰(ISI)，从而克服了短于TGI的多径干扰。

2、OFDM利用子载波间的正交性，能够有效地提高频谱利用率。

正交频分复用(OFDM)技术是一种多载波并行传输体制，它将N个单元码在N个子载波上同时传输来代替通常的串行脉冲序列时序传送，从而有效地防止了因频率选择性衰落而造成的码间干扰。图2给出OFDM的频谱示意图，由图可以看出在每个子信道的中心点来自其它子信道的干扰为零。

但是对于常用的正交频分复用(OFDM)多载波调制方式，它的一个重大缺陷在于各子带频谱值为独立。即在OFDM调制方式中，其源数据在频域内各子载波上是独立赋值的，当信道存在有频率选择性干扰的情况下，某些“相消子带”上的信噪比降低而引起信息丢失。虽然同时在另外一些“相长子带”上的信噪比有所增加，但由于各子载波的信息独立且量化赋值，高信噪比子带所荷载的信息量未增加，总体上不能带来补偿。采用带有反馈的自适应比特分配，是解决问题的一种方法。但该方法不适用于广播频道。

在编码频分复用(COFDM)体制中，采用了内码编码等手段加强了各子带数据的相关性。但由于各子频带携带比特数相同，并未能改变其根本状况。某些“相长子带”上的高信噪比增益因量化赋值之故也不能有效地帮助其它“相消子带”上的低信噪比损失。这是OFDM、COFDM多载波传输体制的重大缺陷。为使多载波体制能更好的发挥作用，关键就是要确立一种有效的频域约束机制，使存在频率选择性干扰的情况下，各子带的信噪比损益之间能相互帮助。

OFDM/COFDM多载波系统的第二个重大缺陷是峰平比过高。

“峰平比(峰值功率/平均功率)”是通讯系统中已调制信号的一个重要参数。高峰平比的已调信号将使发射机的功率利用不足，并使对发射机的线性度要求增高。峰平比Rp-a的定义为：被传输的已调信号的峰值功率Ppeak与其平均功率Paver之比值

Rp-a＝Ppeak/Paver如图3所示。

当已调信号的峰值功率较高时，为适应在该瞬间的功率要求，发射机不得不作很大的功率预留(回退)，而在其余的绝大部分时间只能保持较小的运行功率。这就使发射机的功率储备不能被很好的发挥出来，增高了发射机的运行成本。反之，若不作适当的功率预留，则已调信号在较高功率的期间即会将发射机驱动至功率饱和区，给信号带来极大的非线性失真，等效于形成了很大的发射机通带内非线性互调干扰。发射机的非线性互调干扰的消除是一项极其困难的工作，它需要非常复杂的非线性失真校正电路。目前，充足的功率回退仍然是减小发射机非线性互调干扰的的最有效办法，已调信号的低峰平比仍是通讯系统的重要指标之一。多载波系统的时域波形由于各子载波频谱的独立赋值，成为随机波形。其概率分布随载波数增多很快取正态分布。OFDM/COFDM多载波系统(正态分布)的峰平比较单载波(均匀分布)的峰平比高约4到6db。高峰平比对发射机的功率输出、三阶互调抑制、频谱模板的匹配带来了巨大的困难。对于大型发射机，高线性度成为多载波系统的关键问题。因此，引入恰当的“时-频约束”就是使各子载波的频谱值密切相关互相依存，设置合理的“时-频约束”首先应考虑具有应用价值，首选即降低系统的峰平比。使时域波形具有“最小峰平比”就是对各子载波频域取值的一种具体约束。

发明内容：

本发明的目的是提供一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，该系统能够使(1)各子载波的频谱值密切相关、互相依存；(2)频域内各子载波的频谱值应尽可能高精度赋值(实用上按最大定点字长)，以确保在该子带在有高信噪比增益时能提供更多信息；(3)满足最小峰平比。

本发明方案是在现有的“同步多载波扩频系统”的数字电视广播系统中加入最小峰平比”时-频约束相关器24和高精度频域映射19实现的。

本发明的组成：

本发明提供了一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，采用多载波扩频数字电视地面传输信道适配器，如图4所示，所述的适配器包括：Part A：频域多载波处理(COFDM)部分；Part B：时域CDMA部分；Part C：单频网(SFN)码流同步部分；其中Part A包括能量扩散3、外编码器4、外交织器5、内编码器6、内交织器7、、帧自适应9、OFDM 11、保护间隔插入/时间插入12、D/A13、通道滤波14、前端15、分散导频及TPS信号10；Part B包括秒时钟PLL16、授时符号信息形成17、时域CDMA同步时域连续导频18；Part C包括：码流时延调整1、授时包检出及码流时延控制2，其特征是还包括了时域约束线性相关器24和高精度频域映射19。由内交织器7输出的数据流经过时域约束线性相关器24和高精度频域映射19后进入帧自适应9。

本发明的创新部分是时域约束线性相关器24、高精度频域映射19，其余部分与现有技术相同。

“最小峰平比”的时域约束线性相关器24采用通用的DFT(FFT)模块，其结构如下所述。

对时间序列而言，不论是一维均匀分布(对应于VSB)或二维均匀分布(对应于QAM)，在离散的情形下，当VSB、QAM阶数增加时其峰平比由1.0(2VSB，4QAM)很快趋近于3.0(约5db)，实用上考虑“最小峰平比”为6db。选取时域中的一维均匀分布(实数离散值)或二维均匀分布(复数I/Q离散值)为本系统的源数据随机取值范围，即取得具有“最小峰平比”的时间序列。利用DFT(FFT)将其变换至频域，并按其数字处理部分所使用的最大定点字长(16或24位)赋值，即适用于本发明目的。这样，具有“最小峰平比”时-频约束的频域赋值问题从工程实践的角度即获完满解决。此时，在频域内到各子载波的取值分布接近于正态分布，对各子带确定的频域赋值按系统定点运算最大位数进行编码传送。

时域约束线性相关器24的方框图如图5所示。它是由串/并转换20，映射为一维多电平或二维I/Q数据块21，线性交叉组合22，变换域数据块23组成。

源数据流(串行比特流)顺序到来时，经过串/并转换器(如图6所示)，重新排列为若干比特组合构成的数据单元。

1).串/并转换(20)的工作过程如下：

b1至bn为n个比特(n取值一般为2至8)的移位寄存器，每个bk可寄存1比特信息。在比特时钟的控制下，源数据的各个比特逐一进入bn至b1，并渐次右移。n个时钟后，有n个比特全部移入了b1至bn的移位寄存器。同时，比特时钟又通过“除n”分频器，得到了一个数据时钟(即每n个比特时钟产生一个数据时钟)。在此瞬刻，b1至bn的移位寄存器的全部n个数据(称为n比特并行数据)将同时取出并送往下一级。这种过程的不断循环形成了“并行数据的n比特流Bi”，其中B表示n比特并行数据，i表示该并行数据随时间增长的不断变化。

2).并行数据的n比特流Bi中的每一个n比特并行数据，称之为数据单元。数据单元进一步经过适当的编码和映射，转化为一维多电平或二维复数(I/Q)数据单元组成的数据块21，其工作过程如下：

n比特至一维(实数)或二维(I/Q，复数)映射的过程阐述如下。设n＝3，即每个并行数据为3比特。对一维的情形，这3比特的数据可取8种值，如图14的第一行。对应每种取值，使其映射为一个整数，即图7中纵轴上均匀分布的8点{-7，-5，-3，-1，1，3，5，7}中之一点，该点表示映射值可取为上述8种电平之一(多电平，相对单位)。

对二维的情形，需连续取二个数据，即有二个3比特数据。第一个3比特的数据可如前取8种值(I)，第二个3比特的数据也可任意取8种值(Q)，再将其映射为一个复数，即图8中(I，Q)平面上均匀分布的格点中之一个(复)整点(图示当n＝3时，共8x8＝64点)。这样就完成了映射。当n为其它值时，可以类推。可以设计不同的映射的“一一对应”表，也可以采用非均匀分布的映射。

3).线性交叉组合22和变换域数据块23的工作过程是：

对数据块中已完成映射的各个数据单元，不是如目前多载波处理中，简单的将其映射为各子载波的频域值，而是再对一个数据块内的所有数据单元按一定的规律(例如可以采用Walsh-Hadamard变换-WHT，其系数为简单的整数±1，组合方式只是加、减运算；也可使用FFT)各取一定的比例进行线性的交叉组合(或称为线性变换)22，所获得的数据形成了新的变换域数据23(参见图4)。这种线性交叉组合方式称之为多载波的“时频约束线性相关”处理。

综上所述，每个变换域数据即以密切相关的形式与原数据块中的每个数据相互联系。将其作为频域数据，即可使各子载波的频域值密切相关，互相依存。这样，当信道中某子载波受到干扰，其所携带的数据变得不可靠(相消子带)时，其传送的数据仍然可以由其他子带中被传送的数据关联地加以恢复。

需要说明的是：

1).因为变换域数据并不直接用于时域传输，所以对“时频约束线性相关”处理后，变换域中所获得的数据不必考虑其分布特性。但是，具有“最小峰平比”特性的多载波的“时频约束线性相关”处理必须具备以下的性质：该变换域数据在经过多载波的逆傅氏变换(IFFT)处理之后，能够得到具有优良的峰平比的时域已调信号。因此，采用DFT(FFT)作为“时频约束线性相关”处理是十分合理的。

2).“时频约束线性相关”处理器24前后的数据块/变换域数据块的长度是一致的。因为变换域数据将被作为各子载波的频域值而赋值，而在多载波中原存在有各种必不可少的导频，这种导频的位置必须加以预留。因而，变换域数据块的长度应等于总子载波数减去应加入的导频数，如图4所示。“时频约束线性相关”处理所得到的变换域数据块，在穿插加入了各种导频之后，即送往逆傅氏变换(IFFT)模块以完成多载波调制(OFDM)。

高精度频域映射19的实现方法是：经过“时频约束线性相关”处理器24后得到的变换域数据块按其DSP部分所使用的最大定点字长(12、16或24位等)的复数赋值给OFDM模块11中的IFFT模块。以最大定点字长为12位为例，每子载波在频域的高精度映射即是在频域的横/纵轴上均匀分布的4096²个复数点{-2048，-2047，……，-5，-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4，……，2045，2046，2047}x{-j2048，-j2047，……，-j5，-j4，-j3，-j2，-j，0，j，j2，j3，j4，……，j2045，j2046，j2047}中之一点，映射值可取为上述电平之一(I/Q电平，相对单位)。

经过时域约束线性相关器24、高精度频域映射19的处理后组成的最小峰平比的广播系统(如图4所示)具有如下特点：

本“最小峰平比的同步多单载波扩频”系统保持了多载波系统的所有优点，同时，它创造性地利用了FFT变换作为时-频约束相关运算，对频域的各子载波形成了有效的相互依存性，从而使系统在频率选择性通道中，可以有效地利用“相长子频带”的信噪比增长克服“相消子频带”的信噪比降低，从而使系统的总信噪比保持不变，有利于在频率选择性通道中保持信号检出门限。因而，本系统兼容了多/单载波制式的各自的优点，包括低峰平比、稳健性、高性价比等，并易于向“同步多载波”和“同步单载波”混合的工作模式过渡。同时，“最小峰平比的同步多载波扩频”系统的不同模式、参数选项并可用于有线数字电视、地面数字电视、微波数字电视传输等传输标准，达到统一有线(Cable)/地面(Terrestrial)/微波(MMDS)数字电视传输标准，建立合一的“中国数字电视传输标准”体系和“传输与覆盖合一”的最优目标。

附图说明：

图1是“同步多载波扩频系统”的数字电视广播系统原理图。

其中图中分三个部分Part A频域多载波处理(COFDM)部分、Part B时域CDMA部分和Part C单频网(SFN)码流同步部分。3表示能量扩散、4表示外编码器、5表示外交织器、6表示内编码器、7表示内交织器、8表示映射调制器、9表示帧自适应、11表示OFDM、12表示保护间隔插入/时间插入、13表示D/A、14表示通道滤波、15表示前端、10表示分散导频及TPS信号；16表示秒时钟PLL定时器、17表示授时符号信息形成、18表示时域CDMA同步/时域连续导频；1表示码流时延调整、2表示授时包检出及码流时延控制。

图2是OFDM的频谱

从图中可以看出在每个子信道的中心点来自其它子信道的干扰为零。

图3是已调信号的“峰平比”定义

其中，P_peak表示信号峰值，P_paver表示信号的平均值。

图4是最小峰平比的同步多载波扩频系统原理框图其中图中分三个部分Part A频域多载波处理(COFDM)部分、Part B时域CDMA部分和Part C单频网(SFN)码流同步部分。3表示能量扩散、4表示外编码器、5表示外交织器、6表示内编码器、7表示内交织器、24表示时域约束线性相关器、19表示高精度频域映射、9表示帧自适应、11表示OFDM、12表示保护间隔插入/时间插入、13表示D/A、14表示通道滤波、15表示前端、10表示分散导频及TPS信号；16表示秒时钟PLL定时器、17表示授时符号信息形成、18表示时域CDMA同步/时域连续导频；1表示码流时延调整、2表示授时包检出及码流时延控制。

图5是时频约束线性相关。

其中20表示串/并转换，21表示映射为一维多电平或二维I/Q数据块，22表示线性交叉组合，23表示变换域数据块。

图6是串/并转换器。

其中n为并行数据位数，b1、b2…bn-1、bn为寄存器，÷n是将时钟信号n分频得到数据时钟。

图7是一维情况下的映射值。

图8是二维(I，Q)平面上均匀分布的映射值。

图9是8K模式参数表

该图列出了8K模式下GI点数、OFDM符号点数、DFT符号点数；其中Tg为GI的时间长度。OFDM符号总长度＝GI长度+DFT符号长度(1072.566us，9216点)，本模式优先用于大区单频网构建，以及短波/超短波超视距宽带数字通信，空中远距离监视系统等。

图10是4K模式参数表

该图列出了4K模式下GI点数、OFDM符号点数、DFT符号点数；其中Tg为GI的时间长度。OFDM符号总长度＝GI长度+DFT符号长度(536.283us，4608点)，本模式优先用于地面同步蜂窝单频网构建等。

图11是2K模式参数表

该图列出了2K模式下GI点数、OFDM符号点数、DFT符号点数；其中Tg为GI的时间长度。OFDM符号总长度＝GI长度+DFT符号长度(268.141us，2304点)，本模式优先用于地面同步蜂窝单频网构建，微波地面传输，地面监视系统等。

图12是1K模式参数表

该图列出了1K模式下GI点数、OFDM符号点数、DFT符号点数；其中Tg为GI的时间长度。OFDM符号总长度＝GI长度+DFT符号长度(134.071us，1152点)，本模式优先用于微波地面传输、电视无线覆盖延伸、地面监视系统等。

图13是0.5K模式参数表

该图列出了0.5K模式下GI点数、OFDM符号点数、DFT符号点数；其中Tg为GI的时间长度。OFDM符号总长度＝GI长度+DFT符号长度(67.035us，576点)本模式优先用于有线数字电视传输、地面移动监控系统等。

图14是并行数据为3比特时的映射值

图15是4K模式A参数表

该图列出了4K模式A下GI点数、OFDM符号点数。这是一种较为特殊的工作模式，它只含一种GI间隔，以简化系统，其OFDM符号总长度为470.8097928us，DFT 4608点，工作带宽为7.612416MHz。本模式优先用于地面同步蜂窝单频网构建等。

具体实施方式：

本发明中的所有模块都可以在现有的通用DSP(Digital Signal Processor)(如TI公司的TMS320C62系列或TMS320C64系列DSP)上来实现。其中模块11可以单独采用一块DSP来实现，其它模块的功能在另一块DSP上来实现。

以下是本发明实施例的主要参数：

标称频带宽度：8MHz

有效频带宽度W：7.63776MHz(约5％的频道隔离宽度)

Nyquist取样时钟T_N：0.130928439us＝1/W

处理带宽扩展系数α：0.125(1/8)

(一般情形下，1+α一定要取为简单的整数比Za/Zb，Za＞Zb。其常用值为2/1，3/2，4/3，5/4，7/6，8/7，9/7，9/8，11/8，10/9，11/9等)处理带宽Wα：8.59248MHz＝(1+α)有效频带宽度W(1+α)倍超采样时钟Tα：0.116380835us＝TN/(1+α)＝1/WαDFT(或FFT)点数：N---采用Nyquist处理；

(1+α)N---采用带宽扩展处理。所谓带宽扩展处理是指在Nyquist处理中，虽然其处理带宽符合取样速率要求，不损失信息但还未考虑频谱成形和滤波的工程实施要求。在带宽扩展处理中，以提高采样率使处理带宽加宽而同时保持信号带宽不变。在信号带宽内一律赋频域原值而在扩展的带宽中一律赋频域零值。这样产生的时域波形既具有良好的频谱成形，并且易于进行滤波处理。

本发明中的载波工作模式可以选择以下方式：

8K模式 (8192点/9216点DFT) (见图9)

4K模式 (4096点/4608点DFT) (见图10)

4K模式A (3584点/4608点DFT) (见图15)

2K模式 (2048点/2304点DFT) (见图11)

1K模式 (1024点/1152点DFT) (见图12)

0.5K模式 (512点/576点DFT) (见图13)

其对应的DFT符号长度：

8K模式 (8192点/9216点DFT) 1072.565778us

4K模式 (4096点/4608点DFT) 536.2828892us

4K模式A (3584点/4608点DFT) 470.8097928us

2K模式 (2048点/2304点DFT) 268.1414446us

1K模式 (1024点/1152点DFT) 134.0707223us

0.5K模式 (512点/576点DFT) 67.03536115us

对应每种工作模式，均有一系列可选用的时间保护间隔(GI)模式及其对应的时间长度Tg，以适应各种工作模式下对多径干扰的时延保护要求，如图9、图10、图11、图12、图13所示。

在图9、图10、图11、图12、图13中所列的GI点数、OFDM符号点数、DFT符号点数均以超采样时钟Tα计算，GI之时间长度记为Tg。图15是4K模式A，它只含一种GI间隔。

所有的GI可选参数项均保证了在1秒之内有整数个OFDM符号段和整数个TS包，以利于系统级的TS流码流同步，这对简化“蜂窝单频网”的系统同步构建是非常必要的。

以上系统(系统参数采用了图9、图10、图11、图12、图13、图15中的参数值)经过计算机软件仿真证明通过模块24和模块19的处理后各子载波的频谱值之间具有一定的相关性，从而提高了系统抗频域选择性衰落性能并降低了发射机的峰平比。

Claims

1、一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，采用多载波扩频数字电视地面传输信道适配器，所述的适配器包括：Part A：频域多载波处理部分；Part B：时域CDMA部分；Part C：单频网码流同步部分；其中Part A包括能量扩散(3)、外编码器(4)、外交织器(5)、内编码器(6)、内交织器(7)、帧自适应(9)、OFDM(11)、保护间隔插入/时间插入(12)、D/A(13)、通道滤波(14)、前端(15)、分散导频及TPS信号(10)；Part B包括秒时钟PLL(16)、授时符号信息形成(17)、时域CDMA同步时域连续导频(18)；Part C包括：码流时延调整(1)、授时包检出及码流时延控制(2)，其特征为还包括时域约束线性相关器(24)和高精度频域映射(19)，内交织器(7)输出的数据流经过时域约束线性相关器(24)和高精度频域映射(19)后进入帧自适应(9)。

2、根据权利要求1所述的一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，其特征是所述的时域约束线性相关器(24)是由串/并转换(20)，映射为一维多电平或二维I/Q数据块(21)，线性交叉组合(22)，变换域数据块(23)组成，由内交织器(7)输出的数据流即串行比特流按顺序到来时，经过串/并转换(20)，然后通过(21)将并行数据映射为一维多电平或二维I/Q数据块，再对一个数据块内的所有数据单元按一定的规律各取一定的比例进行线性的线性交叉组合(22)，所获得的数据形成了新的变换域数据(23)，所述的“按一定的规律”可以采用Walsh-Hadamard变换-WHT，离散傅氏变换DFT。

3、根据权利要求1所述的一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，其特征是所述的高精度频域映射(19)是由经过时频约束线性相关器(24)后得到的变换域数据按其DSP部分所使用的最大定点字长的复数赋值给OFDM模块(11)中的离散逆傅氏变换IDFT模块。

4、根据权利要求1所述的一种最小峰平比的同步多载波扩频数字电视传输系统，其特征是在时域约束线性相关器(24)所采用的DFT变换的取样率与模块OFDM(11)中采用的IDFT变换的取样率之间有特定的简单整数比关系1∶(1+α)，其中1+α其常用值为2/1，3/2，4/3，5/4，7/6，8/7，9/7，9/8，11/8，10/9，11/9。