CN1206957A - 采用并联稳压、快速热跟踪偏置补偿电路的类功率放大器输出级 - Google Patents

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本发明涉及的是一种采用并联稳压、快速热跟踪偏置补偿电路的A－AB类功率放大器输出级。它由一个接成A类射极跟随器的预推动级和一个低失真的由PNP/NPN晶体管接成的互补反馈对组合构成,预推动级采用二个通过功效输出端的并联稳压电路提供射极正负电源,并且预推动管与输出晶体管对中的推动管作紧密的热耦合。上述组合不论是短时间还是长时间都提供了更好的偏置稳定性,从而降低失真、减少饱和压降并提高了效率。

Description

采用并联稳压、快速热跟踪偏置 补偿电路的类功率放大器输出级
本发明涉及的是一种采用并联稳压、快速热跟踪偏置补偿电路的A-AB类功率放大器输出级。主要应用于500KHz以下的线性功率放大器，如音频放大器。
通常功率输出级设计采用B类或AB类推挽电路并且接成电压跟踪器方式，因为相对而言这样效率较高。这种电路可以选用双极型管、场效应管以及IGBT管作输出管。怎样才能提供偏置电压来建立最佳的静态电流、降低输出级的交越失真？怎样才使在电源电压和环境温度发生变化，或在半导体结发生变化的情况下，这个偏置电压也必须保持稳定。
虽然这个问题已有很多解决方法，但多少还存在以下一些不足：
1)、电路复杂，成本较高；
2)、调节方式很敏感，不利批量生产；
3)、由于热反馈延时，引起短时间过补偿(过补偿导致静态电流暂时下降，并伴随交越失真上升)；
4)、饱和压降较大，效率降低；
5)、局部负反馈环路的延迟导致稳定系数下降。
本发明的目的在于针对上述存在的不足，提出一种可获得电流增益较高，失真很低的功率输出级，并且该输出级的饱和压降小，适用于宽电源电压范围，大电流、宽频带工作的功率放大器，例如音频放大器，并能驱动复杂阻抗特性的负载，如扬声器。
本发明的技术解决方案：
在现有的由一个接成A类射极跟随器的预推动级和一个低失真的由PNP/NPN晶体管接成的互补反馈对推挽电路组合构成的技术基础上，将预推动级采用二个通过功放输出端自举的并联稳压电路提供射极正负电源，并且预推动管与输出晶体管对中的推动管作紧密的热耦合。
通过同样与预推动管和推动管作热耦合的第三个并联稳压电路对输出级偏置提供附加的控制。
信号进入接成射极跟随器的中功率管Q1，Q1的射极是通过一个较小阻值的电阻R1再串联较大阻值的R2和R3接到正电源B2，晶体三极管Q1和晶体三极管Q2的基极通过电阻R1、R5串接。它们紧固在同一个散热器上，两者之间有着紧密而快速的热跟踪。
稳压电路REG1与电容C1并联后接在功放输出端和电阻R2/R3的连接点之间。
本发明的优点：
通常的电路采用两到三级互补射随器设计，并且从功率管的大散热器上获得热反馈，由于热反馈有延时而导致暂时过补偿，从而造成交越失真。本发明可保证静态电流决不会降到引起交越失真的水平，瞬态失真和短暂的交越失真也得到避免。具体本发明的优点还可以描述如下：
1、即便是低负载阻抗(小于4欧姆)，最高音频范围(20KHZ)也同样保证极低的失真而不论信号电平高低。通常，低电平时交越失真是主要问题，高电平大电流时晶体管电流增益和其他参数的非线性变成主要问题。这种优点在普通设计中至少要增加10dB的总负反馈才能获得。
2、该设计易于实现，采用市场常见的晶体管构成的电路板实测指标与仿真结果非常接近。
3、该设计易于扩展应用，适用于更大的功率放大器。
附图1是本发明的互补推挽输出极正半周电原理图。
附图2是本发明的实施例图
附图3-1、3-2是本发明的又一个实施例图，它是采用表面安装模块(SMD)作“核心推动电路”运用于更大的功率放大器。
附图4是加有第三并联稳压器3SR的实施例图
附图5是加有第三并联稳压器3SR显示电源在±50V情况下效率的实施例图(IQ＝52.67mA)。
附图6是加有第三并联稳压器3SR显示电源在±25V情况下效率的实施例图(IQ＝37.4mA)。
附图7是集成块TL431的电原理图
附图8是用于功放输出级的一个基本SMD原理图。
附图中的电阻值单位为欧姆。B1为电源。
下面结合附图进一步描述本发明的技术解决方案：
一个PNP晶体管被接成射极跟随器方式，其负载被一个低阻抗精密并联稳压电路自举；并将信号馈给其后的NPN晶体管以共发射极方式驱动输出功率管，形成一个反馈对。
一个完整的互补推挽A-AB类功率输出级由3对互补PNP/NPN晶体管以全新的方式组合构成。图1是它的上半部分(互补推挽输出级的正半周和负半周电路呈镜像对称，因此这里只分析其正半周电路)：
信号进入接成射随器的中功率管Q1(PNP预推动级)，中功率管Q1的射极通过一个较小的电阻R1再串联较大电阻值的R2和R3接到正电源B2，这里没有采用通常的单个发射极电阻或是恒流源。低内阻的并联稳压电路PEG1使流经电阻R2的电流保持恒定同时使电功率管Q1的射极电流和晶体三极管Q2的基极电流保持恒定。晶体管Q2的射极电压信号实际上与电功率管Q1的输入电压信号相同(射随工作)。晶体管Q1和Q2以特有的方式(背靠背地)紧固在同一个散热器上，两者之间有着紧密而快速的热跟踪。
输出大功率管Q3的静态电流主要晶体管Q2的射极电压决定。晶体管温度每升高1摄度，其Vbe值下降2-2.5mV。如果晶体管Q2基极的输入偏置保持垣定，则流经大功率管Q3的电流将一直上升，直到电阻R7上的压降与Vbe值的变化抵消为止。
不过，由于晶体管Q1和Q2有着紧密的热接触，晶体管Q2的发热将很快导致晶体管Q1的be结温度随之上升，从而降低电阻R5和晶体管Q2基极的电位。这样一来，流经电阻R7的电流就可以保持稳定。
RV1用于对静态电流进行微调从而适应Vbe的变化。
放大器在不同的工作方式和负载条件下运行，晶体管Q2的温度将随着晶体管Q2的耗散功率(VbeXIc)上升而上升。即使电源B2和晶体管Q2的温度在很大的范围内变化，上述设计仍能保持偏置稳定。
互补反馈对晶体管Q2/Q3本身是一种集电极输出的接法，与普通达灵顿接法方式相比，这种接法有着更低的失真和饱和压降。
稳压电路REG1与电容C2并联后接在功率输出端和电阻R2、R3的连接点之间，这样产生的自举效果可以保证晶体管Q2的基极得到足够的正向推动至饱和，即使输入信号受到Vcc对正电压摆幅的限制(一般是VCC对正电压摆幅的限制(一般是VCC减去1-2V)。
图2是典型应用电路。在全音频范围内250mW-50W，正负23V电源电压、负载4欧姆情况下，输出级全谐波失真不超过0.03％，在输出25W，负载8欧姆，频率20KHz下，THD＝0.01％。
图8是SMD的原理图
晶体管Q11、Q12，Q15和Q16是SOT-223封装形式的小型SMD贴片功率管，这几只功率管将被紧密安装在一起，直接焊接到PCB的焊盘上，焊盘亦起散热的作用，这种接法将使晶体管Q12和Q16的集电极薄片紧焊在一起，从而具有极好的快速热跟踪，晶体管Q15和Q11的集电集极亦是如此，并联稳压器(也是SMD贴片元件封装形式)和电阻R0、R1、R2、R3、R8、R9和R10以及并联稳压器的偏置电阻(图中未显示)都将安装在此小的SMD模块上，通过调节在晶体管Q11和Q16之间的一个可变电阻器(图中未显示)可以调整静态电流。当该小SMD模块调整到匹配某一分离元件组成的输出级(由晶体管Q13、Q14，Q17和Q18组成)后，该小SMD可以与其他任何一个输出级相匹配而无须另外调节，这是因为它的静态电流是完全由晶体管Q11和Q16的集电极电流控制，而不受晶体管Q13、Q14，Q17和Q18参数(Vbe，hfe等)变化的影响。
SMD方式的运行流程：(参见图8)
晶体管Q12是一个A类射随器，并通过低阻置的电阻R1和R2将信号馈给晶体管Q11，作为共射极的晶体管Q11以共基方式推动晶体管Q13的发射极，晶体管Q11和Q13的这种工作方式也可称作共射共基方式，晶体管Q13将信号馈给晶体管Q14的基极，晶体管Q14以共射的方式工作，将反馈100％地传给晶体管Q11的发射极。
这种方式的优越性在于：
A)表面封装的晶体管热耦合途径更短，热反馈延迟也更短，因而静态电流变化也就更小；
B)低电压使得SMD的耗散功率降低；
C)可以用激光对SMD静态电充预调，用于任意的输出级。不论输出功率管的Vbe值如何，同样可以建立正确的静态电流。
D)这种紧凑型的推动模块可广泛应用于不同类型的功放输出级。
E)跨在这些器件上的低集电极一发射极电压保证了即使在推动250-400W输出级情况下的高可靠性和安全性，可以获得很高的电流容量(从一个典型的SOT-223封装的器件，如ZETEX FZT649/749互补对，可以获得高达8A的峰值电流)。
F)一旦静态电流设定后，该模块实质上变成了一个可广泛运用，且可内部更换的推动级，可直接插入到任何一个如图示的输出设计中而无须其它调整。
关于第三只并联稳压器3SR
前级功放输出极有时必须在供电变化很大的情况下工作，例如从+/-50V到＝1-25V，而输出级的静态电流尽可能地稳定是十分重要的，或者说必须不受供电变化的影响，采用两只并联稳压器的基本电路，在这两个并联稳压器几近完美的情况下(即内阻小于0.1欧姆，且在工作温度变化很大的情况下具有稳定的电压)可工作得很好。在绝大多数实例中，要求静态电流在最佳值下保持非常稳定是很重要的，这样就有必要增加一个如图4所示的第三只并联稳压器以增强静态电流的稳定性(由两只晶体管2SD669和2SA970组成，在这种情况下，当2SD669与两个预推动管和推动管均热偶合时(即安装在同一块散热器上)，可获得最佳的热跟踪：两对2SB649和2SD669均如此。

Claims (4)

1、采用并联稳压，快速热跟踪偏置补偿电路的A-AB类功率放大器输出级，它由一个接成A类射极跟随器的预推动级和一个低失真的由PNP/NPN晶体管接成的互补反馈对推挽电路组合构成，其特征是预推动级采用二个通过功放输出端自举的并联稳压电路提供射极正负电源，并且预推动管与输出晶体管对中的推动管作紧密的热耦合。
2、根据权利要求1所述的采用并联稳压，快速热跟踪偏置补偿电路的A-AB类功率放大器输出级，其特征是信号进入接成射极跟随器的中功率管Q1，Q1的射极是通过一个较小阻值的电阻R1再串联较大阻值的R2和R3接到正电源B2，晶体三极管Q1和晶体三极管Q2的基极通过电阻R1、R5串接，它们紧固在同一个散热器上，两者之间有着紧密而快速的热跟踪。
3、根据权利要求1所述的采用并联稳压，快速热跟踪偏置补偿电路的A-AB类功率放大器输出级，其特征是稳压电路REG1与电容C1并联后接在功放输出端和电阻R2/R3的连接点之间。
4、根据权利要求1所述的采用并联稳压，快速热跟踪偏置补偿电路的A-AB类功率放大器输出级，其特征是可以通过同样与预推动管和推动管作热耦合的第三个并联稳压电路对输出级偏置提供附加的控制。
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