CN118302323A - 无线电力传送装置 - Google Patents

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CN118302323A
CN118302323A CN202280076739.3A CN202280076739A CN118302323A CN 118302323 A CN118302323 A CN 118302323A CN 202280076739 A CN202280076739 A CN 202280076739A CN 118302323 A CN118302323 A CN 118302323A
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coil
conductive member
coupling
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power transfer
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U·K·马达瓦拉
M·胡
Z·林
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Auckland Uniservices Ltd
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Abstract

一种无线电力传送耦合装置，其包含：至少一个导电构件，导电构件被配置为第一耦合构件的层，以提供磁场用于无线电力传送，导电构件具有：第一端；以及与第一端相对的第二端，其中：导电构件沿耦合装置的纵轴从第一端延伸到第二端，并且被配置为穿过第一和第二端之间的层分布电流。导电构件包含可透材料层，可透材料层在任一侧上延伸以形成极区并且进一步在朝向磁通量耦合区域的方向上延伸。无线电力传送装置进一步包含未补偿的一次耦合器和电容器补偿的二次耦合器，电容器补偿的二次耦合器通过反射阻抗来补偿一次耦合器的电抗。

Description

无线电力传送装置
技术领域
本发明涉及无线电力传输系统，并且包括用于在设备和车辆的无线充电中使用的感应电力传输磁结构配置和控制。
背景技术
无线电力传送(WPT)可以提供常规物理连接器和电线的方便和稳健的替代。用于无线电力传送的一些应用包括对便携式消费设备(诸如手表和移动电话)再充电，跨移动接点将电力传送到工业传感器和/或致动器，跨组织屏障对植入的医疗设备充电，以及用于电动车辆(EV)的充电和动力传送系统。使用电感耦合的无线系统被称为电感动力传送(IPT)系统。已经提出并迅速开发了这些通常用于电动车辆以实现可靠且方便的无线充电。
IPT系统使用磁耦合器操作，一个是一次或发射器磁结构(通常称为一次耦合器或垫)，以使磁场可用于与二次或接收器磁结构(通常称为二次耦合器或垫)耦合。二次耦合器通常是需要电力的设备的一部分或安装在该设备上，例如电动车辆或移动电话。耦合器通常具有至少一个多匝线圈，该多匝线圈被控制以产生或接收通过其传输电力的磁场。为了保证稳健、有效和节省成本的IPT操作，该系统基本上需要具有良好性能，特别是良好线圈性能的耦合器。针对不同的IPT系统，已经对线圈或磁结构的设计进行了深入的研究和优化。
然而，对于某些无线应用，特别是对于动态充电，已经出现了各种挑战并且仍然是未决的。在IPT系统中，通过经由一次和二次垫的感应耦合线圈(绕组)之间的互感M的气隙上的电力传送来实现无线充电。现有的IPT磁性结构通常具有复杂的线圈结构，其制造成本高昂。它们还倾向于具有大的电感，当在高频下操作时会引起困难，并且需要补偿电路，这也增加了成本。最后，现有的磁结构通常对未对准非常敏感。
发明内容
在第一方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送设备，该设备包含被配置为磁性地耦合至第二耦合构件的第一耦合构件，第一耦合构件包含：
至少一个导电构件，其被配置为提供磁场用于无线电力传送；
第一端；以及
与第一端相对的第二端，
其中：
第一耦合构件被提供成层配置；以及
所示导电构件从第一端延伸到第二端，并且被配置为在第一端和第二端之间的跨层交替地分布电流。
在本发明的实施例中，由每个第一耦合构件产生的磁通量至少基本上设置在第一耦合构件的一侧。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是单极的。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是非极化的。
在本发明的又一实施例中，极靠近或位于第一耦合构件的一侧。
在又另一实施例中，在至少一个导电构件的每一端处提供分配装置或端接装置，以在与在所述两侧之间延伸的轴线正交的方向上分配穿过装置的电流。
在本发明的又另一实施例中，第一耦合构件是发射器，第二耦合构件是接收机。
在本发明的又另一实施例中，车辆包含第二耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，第一耦合构件以阵列布置定位。
在本发明的又另一实施例中，该装置被配置为接收与车辆的运动方向平行或正交的激励电流。
在本发明的又另一实施例中，激励电流被配置为施加到第一耦合构件的一侧。
在本发明的又另一实施例中，第一耦合构件包含可透磁构件。
在本发明的又另一实施例中，可透磁构件包含平板或C形配置。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含平箔。
在本发明的又另一实施例中，平箔由铜制成。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含多匝平行的利兹(Litz)线。
在本发明的又另一实施例中，第二耦合构件竖直且垂直于第一耦合构件定位。
在本发明的又另一实施例中，第二耦合构件包含接收线圈。
在本发明的又另一实施例中，第二耦合构件包含空芯。
在第二方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送装置，该装置包含：第一端和与第一端相对的第二端，一个或多个第一耦合构件，一个或多个第一耦合构件被配置为磁性耦合到一个或多个第二耦合构件，每个第一耦合构件包含：
至少一个导电构件，其被配置为提供磁场用于所述无线电力传送；
其中：
一个或多个第一耦合构件中的每一个被提供成层配置；以及
至少一个导电构件被配置为使得当电流分量从第一端流向第二端时，没有电流分量沿相反方向流动。
在本发明的实施例中，由每个第一耦合构件产生的磁通量至少基本上设置在第一耦合构件的一侧。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是单极的。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是非极化的。
在本发明的又一实施例中，极靠近或位于第一耦合构件的一侧。
在又另一实施例中，在至少一个导电构件的每一端处提供分配装置或端接装置，以在与在所述两侧之间延伸的轴线正交的方向上分配穿过构件的电流。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件是发射器，一个或多个第二耦合构件是接收器。
在本发明的又另一实施例中，车辆包含一个或多个第二耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件以阵列布置定位。
在本发明的又另一实施例中，该装置被配置为接收与车辆的运动方向平行或正交的激励电流。
在本发明的又另一实施例中，激励电流被配置为施加到一个或多个第一耦合构件的一侧。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件包含可透磁构件。
在本发明的又另一实施例中，可透磁构件包含平板或C形配置。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含平箔。
在本发明的又另一实施例中，平箔由铜制成。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含多匝平行的利兹线。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件竖直地定位并垂直于一个或多个第一耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含接收线圈。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含空芯。
在第三方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送装置，该装置包含一个或多个第一耦合构件，一个或多个第一耦合构件被配置为磁性耦合到一个或多个第二耦合构件，每个第一耦合构件包含：
至少一个导电构件，其被配置为提供磁场用于无线电力传送；
第一端；以及
与第一端相对的第二端，
其中：
一个或多个第一耦合构件中的每一个被提供成层配置；以及
至少一个导电构件是从第一侧延伸并终止于第二侧的导电片材。
在本发明的实施例中，由每个第一耦合构件产生的磁通量至少基本上设置在第一耦合构件的一侧。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是单极的。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是非极化的。
在本发明的又一实施例中，极靠近或位于第一耦合构件的一侧。
在又另一实施例中，在至少一个导电构件的每一端处提供分配装置或端接装置，以在与在所述两侧之间延伸的轴线正交的方向上分配穿过构件的电流。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件是发射器，一个或多个第二耦合构件是接收器。
在本发明的又另一实施例中，车辆包含一个或多个第二耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件以阵列布置定位。
在本发明的又另一实施例中，该装置被配置为接收与车辆的运动方向平行或正交的激励电流。
在本发明的又另一实施例中，激励电流被配置为施加到一个或多个第一耦合构件的一侧。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件包含可透磁构件。
在本发明的又另一实施例中，可透磁构件包含平板或C形配置。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含平箔。
在本发明的又另一实施例中，平箔由铜制成。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件竖直地定位并垂直于一个或多个第一耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含接收线圈。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含空芯。
在第四方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送装置，该装置包含一个或多个第一耦合构件，一个或多个第一耦合构件被配置为磁性耦合到一个或多个第二耦合构件，每个第一耦合构件包含：
多个纵向传导构件，其被配置提供磁场用于无线电力传送；
第一端；以及
与第一端相对的第二端，
其中：
该个或多个第一耦合构件中的每一个被提供成层或垫配置；以及
多个纵向传导构件沿正交方向彼此间隔开，并且从第一侧延伸并终止于第二侧。
在本发明的实施例中，由每个第一耦合构件产生的磁通量至少基本上设置在第一耦合构件的一侧。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是单极的。
在本发明的另一实施例中，第一耦合构件是非极化的。
在本发明的又一实施例中，极靠近或位于第一耦合构件的一侧。
在又另一实施例中，在至少一个导电构件的每一端处提供分配装置或端接装置，以在与在所述两侧之间延伸的轴线正交的方向上分配穿过装置的电流。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件是发射器，一个或多个第二耦合构件是接收器。
在本发明的又另一实施例中，车辆包含一个或多个第二耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件以阵列布置定位。
在本发明的又另一实施例中，该装置被配置为接收与车辆的运动方向平行或正交的激励电流。
在本发明的又另一实施例中，激励电流被配置为施加到一个或多个第一耦合构件的一侧。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件包含可透磁构件。
在本发明的又另一实施例中，可透磁构件包含平板或C形配置。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含多匝平行的利兹线。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件竖直地定位并垂直于一个或多个第一耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含接收线圈。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含空芯。
在第五方面，本发明可以说广泛地在于一种无线功率传送装置，该装置包含一个或多个第一耦合构件，每个第一耦合构件包含被配置为提供用于无线电力传送的磁场的导电构件，其中：
一个或多个第一耦合构件被配置为磁性耦合到一个或多个第二耦合构件；以及
导电构件仅用于提供激励电流的正向路径。
在本发明的实施例中，由每个第一耦合构件产生的磁通量至少基本上设置在第一耦合构件的一侧。
在本发明的另一实施例中，一个或多个第一耦合构件是单极的。
在本发明的另一实施例中，一个或多个第一耦合构件是非极化的。
在本发明的又一实施例中，极靠近或位于第一耦合构件的一侧。
在一个实施例中，在导电构件的每一端处提供分配装置或端接装置，以在与在两侧之间延伸的轴线正交的方向上分配穿过装置的电流。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件是发射器，一个或多个第二耦合构件是接收器。
在本发明的又另一实施例中，车辆包含一个或多个第二耦合构件。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件以阵列布置定位。
在本发明的又另一实施例中，该装置被配置为接收与车辆的运动方向平行或正交的激励电流。
在本发明的又另一实施例中，激励电流被配置为施加到一个或多个第一耦合构件的一侧。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第一耦合构件各自包含可透磁构件。
在本发明的又另一实施例中，可透磁构件包含平板或C形配置。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含平箔。
在本发明的又另一实施例中，平箔由铜制成。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含多匝平行的利兹线。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件竖直地定位并垂直于一个或多个第一耦合构件。在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含接收线圈。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个第二耦合构件包含空芯。
在第六方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送系统，系统包含：
一个或多个发射垫(transmitting pad)，每个所述发射垫包含导电构件；以及
至少一个接收构件，
其中：
一个或多个发射垫被配置为磁耦合到至少一个接收构件；以及
导电构件仅用于提供激励电流的正向路径。
在本发明的一个实施例中，一个或多个发射垫是单极的。
在本发明的另一个实施例中，极位于发射垫的一侧。
在本发明的另一实施例中，所述一个或一个以上发射垫以阵列布置定位。
在本发明的又一实施例中，一个或多个发射垫被配置为接收与车辆的运动方向平行或正交的激励电流。
在本发明的又一实施例中，激励电流被配置为施加到一个或多个发射构件的一侧。
在本发明的另一个实施例中，一个或多个发射垫中的每一个都包括可透磁构件。
在本发明的又另一实施例中，可透磁构件包含平板或C形配置。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含平箔。
在本发明的又另一实施例中，平箔由铜制成。
在本发明的又另一实施例中，导电构件包含多匝平行的利兹线。
在本发明的又另一实施例中，一个或多个接收构件竖直且垂直于一个或多个发射垫定位。
在本发明的又另一实施例中，至少一个接收构件包含接收线圈。
在本发明的又另一实施例中，至少一个接收构件包含空芯。
在第七方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送系统，该系统包含：
车辆的至少一个接收构件；以及
一个或多个发射垫，其被配置为磁耦合到至少一个接收构件，
其中：
至少基本上在发射垫的一侧上提供由每个发射垫产生的磁通量；以及
至少一个接收构件被定位成至少基本上垂直于一个或多个发射垫。
在第八方面，本发明可以说广泛地在于一种无线电力传送系统，该系统包含：
车辆的至少一个接收构件；以及
一个或多个发射垫，其被配置为磁耦合到至少一个接收构件，
其中：
至少基本上在发射垫的一侧上提供由每个发射垫产生的磁通量；以及
至少一个接收构件包含空芯。
在第八方面中，提供了一种无线电力传送耦合装置，包含：
至少一个导电构件，其被配置作为第一耦合构件的层，以提供用于无线电力传送的磁场，导电构件具有：
第一端；以及
与第一端相对的第二端，
其中：
导电构件沿耦合装置的纵轴从第一端延伸到第二端，并且被配置为在第一和第二端之间跨层分布电流。
在第九方面中，提供一种在未经补偿的一次耦合器与经电容器补偿的二次之间进行无线电力传送的方法，其包含通过反射阻抗来完全补偿一次耦合器的电抗。
所公开的主题还提供了方法或系统，其可以广义地说是包括在本说明书中单独地或共同地提及或指示的部分、元件和特征，这些部、元件或特征中的两个或更多个的任何或所有组合。在本说明书中提到的具体整数在本发明涉及的领域中具有已知的等同物的情况下，这种已知的等同物被认为并入本说明书中。
从下面的描述中，本发明的其它方面将变得显而易见，本发明的其它方面应该在其所有新颖方面中加以考虑。
附图说明
现在将参考包括在以下描述中的附图通过示例的方式描述本发明的多个实施例。
图1示出了无线电力传送系统的第一配置(“设计1”)的示意性等距视图；
图2示出了图1的示意性侧视图；
图3示出了无线电力传送系统的第二配置(“设计2”)的示意性等距视图；
图4示出了图3的示意性侧视图；
图5示出了无线电力传送系统的第三配置(“设计3”)的示意性等距视图；
图6示出了图5的示意性侧视图；
图7示出了图5和6的场形成导体的示意性等距视图；
图8至图14是根据设计1至3中任一项的主要结构连同不同的二次或接收器结构的示意性等距视图；
图15示出了设计1的磁通密度[T]分布；
图16示出了设计2的磁通密度[T]分布；
图17示出了设计3的磁通密度[T]分布；
图18(a)示出了具有扁平铁氧体的设计1的箔导体中的损耗密度[W/m3]分布；
图18(b)示出了具有U型铁氧体的设计2的箔导体中的损耗密度[W/m3]分布；
图19(a)示出了设计1的通量线(T)的图；
图19(b)示出了设计1的近似通量路径的图；
图20是通量管的示意图，说明了设计1的耦合器的相互耦合；
图21(a)示出了设计2的通量线(T)的图；
图21(b)示出了设计2的近似通量路径的图；
图22是通量管的示意图，说明了设计2的耦合器的相互耦合；
图23(a)示出了设计3的通量线(T)的图；
图23(b)示出了设计3的近似通量路径的图；
图24是通量管的示意图，说明了设计3的耦合器的相互耦合；
图25(a)是用于动态IPT系统的发射器线圈的第一布置的图；
图25(b)是用于动态IPT系统的发射器线圈的第二布置的图；
图26示出了图25(b)的布置的TX线圈和RX线圈之间的磁链与位移的关系；
图27是设计1的等效电路图；
图28是与图27的电路相关的电流和电压的矢量图；
图29示出了表6的模拟1的功率和电流的数值结果；
图30示出了表6的模拟4的功率和电流的数值结果；
图31(a)示出了对于设计1(下标绘线)和设计3(上标绘线)在一次上方的二次的不同高度(m)下一次电感(H)和互感(H)的变化；
图31(b)示出了针对设计1(下标绘线)和设计3(上标绘线)在一次上方的二次的具有不同高度(m)的互感(H)的变化；
图32(a)示出了设计1(上标绘线)和设计3(下标绘线)在一次上方不同高度的电流振幅线|IP(A)或|IS|(A)和无功功率QS的变化；
图32(b)示出了对于设计1(下标绘线)和设计3(上标绘线)在一次上方具有不同高度的电流振幅|IP|(A)或|IS|(A)和无功功率QS的变化；
图33是示出位于竖直平面(垂直于发射器的平面)中的二次的图，该竖直平面相对于发射器的场形成导体的中心纵轴或纵轴以角度θ布置。
图34(a)示出了具有不同角度θ(参考图33)的设计1和设计3(上标绘线)的一次自感(H)的变化；
图34(b)示出了具有不同角度θ(参考图33)的设计1(下标绘线)和设计3(上标绘线)的互感(H)的变化；
图35(a)示出了具有不同角度θ(参考图33)的设计1和设计3(上标绘线)的一次自感(H)的变化；
图35(b)示出了具有不同角度θ(参考图33)的设计1(下标绘线)和设计3(上标绘线)的互感(H)的变化；
图36(a)示出了具有不同导体(“线圈”)宽度(cm)和高度的设计3的互感(H)对二次(m)的变化；
图36(b)示出了具有不同导体(“线圈”)宽度(cm)和高度的设计3的一次自感(H)对二次(m)的变化；
图36(c)示出了具有不同导体(“线圈”)宽度(cm)和高度的设计3的一次或二次电流(Arms)的绝对值对二次(m)的变化；
图36(d)示出了具有不同导体(“线圈”)宽度(cm)和高度的设计3的Qs(Var)对二次(m)的变化；
图37示出了例如用于驱动或激励场形成导体的H桥转换器的开关的电路图，以及电流占空比D的波形；
图38示出了用于图37的开关过程的波形；
图39示出了可替换的转换器开关拓扑的示例；
图40示出了根据以上讨论的示例中的任一个的包括一次和二次结构的IPT系统的电路图，并且示出了用于第二侧的补偿拓扑；
图41示出了当Xs被完全补偿时图40的系统的相量图；
图42示出了当Xp被完全补偿时图40的系统的相量图；
图43示出了图40的系统的串联补偿的相量图；
图44示出了说明情况1的电流、电压、视在功率和效率的曲线图；
图45是根据设计3的系统的图解截面，说明了在接收器RX中测量的Φi；
图46(a)-46(c)示出了CV、功率损耗(W)和归一化成本的曲线图；
图47示出了CV、成本和Ploss之间的变化；
图48示出了计算的和模拟的接收器通量与水平位移的比较。
具体实施方式
本发明是一种无线电力传送(WPT)装置，包括用于大范围设备的无线充电或供电的感应电力传送(IPT)设备，大范围设备包括例如消费者设备(例如移动通信设备)和电动车辆(例如从无人机到汽车或卡车)。
这里公开的IPT装置和控制使得包括电动车辆(EV)的移动设备能够稳定、有效、经济和安全地动态充电。尽管这里以示例的方式提及车辆，但是本领域技术人员将理解，本发明可应用于许多其他WPT/IPT应用。
本发明的感应电力传送装置的发射器与现有结构的不同之处在于，其没有形成为线圈，因此在导体中没有产生用于电力传送的场的匝。相反，它可以被认为是配置为层的导体，即具有纵向尺寸和横向尺寸的导电区域，这两个尺寸都显著大于其深度或厚度尺寸。
具有导体层结构的一次磁耦合结构的一些示例在图1至7中示出。参照图1至7，IPT系统总体上以附图标记1示出，其具有包含垫形式的磁性结构2的一次装置或发射器装置，以及邻近垫2设置但与垫2间隔开的二次装置或接收器装置4。
如图1所示，一次结构电连接到由电压源8供电的转换器6。一次控制器10被配置为操作转换器以输送交流电来驱动或激励结构2。
类似地，仍然参考图1，二次耦合器结构4电连接到转换器或整流器12，如果需要，该转换器或整流器12可以由控制器14控制以提供输出功率16，该输出功率可以用于提供负载，例如用于对电池充电。
诸如在图1中所示的那些，电源8、16，控制器10、14和转换器/整流器6、12在一些诸如图2-7的其它图中出于清楚起见而被省略，但将了解，这些可根据需要与本文所描述或说明的装置一起使用以实现无线电力传送部件或系统。
在图1至4中，一次耦合器2具有场形成导体20，场形成导体形成为导电薄片材料的薄层，在该示例中，导电薄片材料包括箔，诸如铜或铝箔，箔放置在作为铁氧体板提供的诸如铁氧体的可透磁材料层20上。导体具有长度L和横向于长度的宽度W。L和W都远大于导体的厚度(即，垂直于长度和宽度尺寸的导体尺寸)。
导体20的任一端具有端子21，每个端子使得能够在导体20和电缆23之间形成牢固的电连接，电缆在场形成导体20和转换器6之间传导电流。端子21允许电流分布在导体20的宽度上。
可透层22具有未被导体20覆盖的区域24。区域24可以充当极区，用于在使用中由导体20产生的场进入和离开可透层22，并且因此引导在导体20上形成回路或拱形的通量路径，并且引导到导体20的与提供可透层22的一侧相对的一侧上的电力传送区域26中。当电流如箭头32所示流过导体20进入页面时，场形状如图2中的箭头28和30所示。区域24的尺寸和导体20的宽度，或导体20和极区24的它们的相对尺寸可被调节以在使用中提供所需的场形状。例如，使导体20更宽可以提供跨耦合器的宽度延伸的更平坦或更低的场。这对于允许更宽或更广的电力传送区域26用于与二次耦合可能是有利的，这意味着对于发生有效电力传送的精确对准存在减少的要求。在一些示例中，可以不提供区域24，即可透材料22可以终止于导体20的侧边缘处或其内。
图3和图4所示的示例中的箔导体20与上面参照图1和图2所述的相同，但是图3和图4中的可透层的暴露区域24被升高以提供一个或多个壁36和/或38，一个或多个壁壁提供附加的或可替换的暴露表面，场可通过所述暴露表面进入和离开可透材料。图3和图4示例中的可透材料22可采取“U”形或“C”形的形式。如图4所示，在一些示例中，在可透材料22的内壁38和导体20的侧之间可以存在间隙40。在一些示例中可以不存在间隙40。如果存在间隙40，则可以调整它们的尺寸以提供所需的场形状。
现在转到图5至图8，示出了另一示例，其中导体20包含多个单独长度的导线或电缆50，例如利兹线。为了清楚起见，在图5中没有示出单独的导线50，然而在图7中示出了没有可透层22的导体20的示例。导线50之间的间隙被配置为提供所需的场或通量图案。在一些实施例或示例中，线50彼此隔开许多线直径，而在其它实施例中，线50彼此隔开一个线直径或小于一个线直径。与上述示例一样，端子21将电流从线23传导并分配到线50。
在上面讨论和示出的例子中的二次耦合器4包括线圈5，线圈可以缠绕成诸如李兹线的合适导体的多匝线圈。在一些示例中，线圈5可以是扁平的，即缠绕成螺旋。如图1、3和5所示，线圈5是竖直取向的，即，其布置或设置在沿场形成导体20的纵轴延伸的竖直平面中。
在上述示例中示出的场形成导体20与可透板22一起在主结构上方的耦合区域中提供磁场，并且在结构的下侧上提供极少的场或不提供场。因此，导体20可以产生单侧磁通图案，而不具有在形成线圈时需要的返回线。不存在如现有技术中那样产生返回路径的线圈布置，在现有技术中，电流的分量沿相对的方向同时流过该结构。因此，扁平导体区域可以在其上表面上方产生宽且扁平的磁通量。
空芯竖直接收线圈5可以捕获由一次产生的大部分通量，这对于诸如运动电动车辆的应用而言显着地有益于动态无线充电。铁氧体板22与发射线圈耦合以加强耦合并减少磁通泄漏。在一些示例或实施例中，可在铁氧体22的下表面下方提供屏蔽(诸如铝板)以进一步帮助产生所需的磁通量图案，或帮助减少耦合器的侧和基部周围的泄漏场。
对于一些应用，将铜箔用于导体20将是优选的，因为它比利兹线有成本效益。例如在电动车辆应用中，箔发射线圈20安装在道路中，而接收器安装在汽车底盘的底部。
然而，在其他应用中，发射线圈可以安装在充电设备中，而接收线圈可以安装在诸如移动电话的消费电子设备中。例如，接收器线圈5可以通过铰链或延伸部连接，该铰链或延伸部允许线圈从电话的表面移出，使得其相对于发射器线圈竖直取向。
图8和9示出了二次耦合器4的其他示例或实施例，其中线圈5具有不同的形式，并且其中诸如铁氧体的可透材料52可以与线圈5结合使用以增强从一次耦合的场。
因此，在图8中，线圈5包括螺线管，螺线管已经以扁平形式缠绕，在主结构上方提供距离D。如图所示，螺线管绕组5可以设置在大致平行于扁平场形成导体20的平面中。在所示的示例中，线圈5与可透材料52磁关联，并且可以缠绕在可透材料上。在一些示例中，可透材料可以是平坦的和/或平行于一次耦合器的可透材料22或导体20取向。在一些示例中，可透材料52可以不延伸超过线圈5的边缘，并且在诸如图8的示例的其他示例中，可透材料52具有暴露区域56和58，暴露区域可以提供用于磁通量的进入和离开的极区并且与一次耦合器的极区24耦合。
在图9中，二次也具有如上所述的可透材料，但是线圈5被提供为在跨接收器结构的宽度上散布、间隔或分布的多个线圈。在另一示例中，图9所示的线圈5是模块化单元，其可以与可透材料一起使用或不与可透材料一起使用，并且根据特定应用的需要添加到二次或从二次移除。
在图10至14中，示出了不一定包括可透材料的线圈5，即在几个示例性配置中示出的空芯线圈。取决于所需的应用，这些线圈可以是多匝或可能是单匝。各种配置可包括多于一个的线圈，如图11-14所示。图10至14中所示的线圈允许空间线圈布置，该空间线圈布置可以被采用以增加未对准容差，同时仍然具有取向的竖直分量对于通量捕获有效的优点。如在图13和14中可以最清楚地看到的，多个线圈可以在空间上被安排或配置为为(一个或多个)二次线圈与一次导体20之间的可能的角度或平移失准提供更大的容差。
同样，对于图10至14中的每个示例或实施例，传送导体20在铁氧体板22的背面上不具有或不需要返回绕组，因此不产生反向磁通势(MMF)。
上面详细描述的线圈对的磁通图案和性能将在下面说明。
用于比较的模拟线圈对包括五种类型：图1和图2所示的具有扁平铁氧体竖直接收器的发射器(以下称为“设计1”)；具有如图3和4所示的U形铁氧体竖直接收器的箔发射器(“设计2”)；具有如图5至7所示的铁氧体的扁平李兹平行发射器-竖直接收器(“设计3”)。它们的模拟模型如下图3-5所示。在这些图中还用红色箭头示出了激发方向。这些设计的几何参数在表2中给出。
为了比较它们的性能，发射线圈具有相同的24At的MMF。除了具有较窄C形铁氧体的设计2之外，其他四个发射器的尺寸相同。发射线圈可以由厚度为5mm的塑料盖覆盖(但是根本不必具有盖)。在电动车辆汽车充电的示例应用中，地面和汽车底盘之间的空气间隙设定为0.21m。竖直接收器的尺寸受到汽车底盘高度的限制，其宽度设定为0.15m。
铜箔的趋肤深度可使用(1)算出。
其中对于铜，μ为4πE-7H/m，σ为5.8E7 S/m。因此，85kHz(用于EV无线充电的频率)的趋肤深度约为0.23mm。然后将铜箔的厚度选择为0.5mm，并且将其宽度选择为0.2m以允许可接受的未对准公差。箔线圈只有一层。因此，箔绕组的横截面积为0.1E-3m2，这意味着其平均电流密度为2.4E-5A/m2(0.24A/mm2)。
表2.不同线圈的几何参数
选择直径为5mm的利兹线缠绕利兹线圈。发射利兹线圈的匝数被确定为40，以保持箔线圈和利兹线圈的宽度相同。因此，每匝中的电流为0.6A。同时，竖直接收器的匝数被选择为2。
在图15至17中示出了在中心切面(cut plane)中的磁通量分布，中心切面即通过发射器和接收器结构的中心截取的截面，截面的切面横切导体20的纵向(纵轴)。在下面的表3中给出了当对准接收器时设计的电气参数。
图15至17示出了这三种设计的中心切割平面中的磁通密度B分布。在图15和16中可以看出，箔传送导体可以在导体表面上产生平坦且稳定的水平通量图案。因此，竖直接收线圈具有很强的横向未对准容限。设计1和设计3的通量图非常相似。此外，具有U形铁氧体板(设计2)的箔线圈的通量密度略强于具有扁平铁氧体板(设计1)的箔线圈的通量密度。
表3.对准时的电气参数比较
表4给出了设计1和设计2的箔导体损耗。具有U形铁氧体的箔传输导体具有较低的损耗，因为铜箔两端周围的铁氧体引导通量远离铜，从而降低了损耗。图18比较了这两种设计的箔线圈中的损耗密度。可以看出，具有U形铁氧体的设计2具有较小的损耗密度。
表4.箔导体损耗比较
在实际应用中，可以通过基于磁阻的建模快速地优化所提出的设计的几何参数。下面讨论为设计1、设计2和设计3建立的磁阻模型，以及它们相应的磁通图案和互耦的磁通管。根据磁通图，基于磁等效电路(MEC)方法，针对每种设计计算互耦磁通管的磁阻。
对于磁阻计算，由于铁氧体材料的相对大的磁导率，忽略铁氧体中的磁通势(MMF)下降以简化分析。图19(a)示出了侧视图中的设计1的通量分布。图19(b)是近似的通量路径形状。图20给出了竖直接收器的耦合通量管的几何形状。在图20中，H1是接收器的高度，LR是接收器的长度。L1是箔导体截面的长度，而W是箔导体的侧宽度，其与竖直接收器的宽度相同。
磁通管的内部和外部长度分别为l1和l2，如(2)和(3)所示。然后可以通过有效磁通长度和面积获得互耦合部分的等效磁阻，如(4)和(5)所示。对于其它两种设计的磁阻计算，过程是相同的。
l2＝πH1 (3)
图21(a)示出了侧视图中的设计2的通量分布。图21(b)是近似的通量路径形状。图22给出了竖直接收器的耦合通量管的几何形状。在图22中，L5是C形铁氧体的截面长度。
然后可以通过管的有效通量长度和面积获得互耦合部分的等效磁阻，如从(6)到(9)所示。
图23(a)示出了侧视图中的设计3的通量分布。图23(b)是近似的通量路径形状。图24给出了竖直接收器的耦合通量管的几何形状。在图24中，L7是内耦合通量边界的截面长度，L8是外耦合通量边界的截面长度。
从通量分布可以看出，互耦通量包括两部分：部分耦合部分和完全耦合部分。部分耦合是指仅部分一次与二次耦合。完全耦合意味着所有的一次与二次耦合。在下面的等式中，下标P表示部分耦合通量，F表示完全耦合通量。对于部分耦合部分，通过考虑L7和L1之间的关系，可以获得一次匝的有效数目N1’，如(10)所示。N1是一次侧的总匝数。α是有效一次匝数与总匝数之比。
这两个互耦合部分的等效磁阻于是可以通过每个管的有效通量长度和面积来获得，如从(11)到(18)所示。
l1F＝l2P＝L1+(π-2)H3 (15)
现在将根据计算的磁阻通过MEC方法计算竖直接收器中的耦合磁链。将计算出的磁链与通过有限元方法(FEM)获得的结果进行比较。
在获得每个设计的等效磁阻之后，可以通过(19)获得耦合磁链。
N2是竖直接收器的匝数，其为2。F是发射器的MMF，它是24At。R是互耦磁通管的计算磁阻。对于设计3，其耦合磁链包括两个部分：完全耦合的磁链和部分耦合的磁链。因此，可以从(20)获得其总耦合磁链。
对于三种设计，从MEC和FEM获得的相互磁链在表5中给出。可以看出，设计1和设计3的磁阻模型是相当精确的，而另一个的误差低于10％，这是可以接受的并且可以通过改进通量管来进一步改进。
表5.耦合磁链(Wb)的比较
为了在用于EV的动态充电环境中实现上述设计，根据EV的运动方向存在至少两种可能的布置。这些布置在图25(a)和(b)中示出。TX表示发射导体，而RX表示接收线圈。
在图25(a)中，运动方向与激励方向相同。在25(b)中，运动方向与激励方向正交，TX沿横向放置。对于图25(a)的布置，由于当TX距离小时电流可以被视为在运动方向上连续，所以当电动车辆运动时，其可以自然地在TX与RX之间产生平滑且稳定的耦合。对于图25(b)的布置，当运动时耦合可能是不稳定的，因为通量在该运动方向上在一个TX以上并不总是恒定的。然而，图25(b)的布置可以提供优良的结果。通过设计TX宽度和距离来考虑实现恒定通量是有帮助的。
给出具有表2中的几何参数的设计1作为研究通量校平的示例。在图26中示出了每个TX线圈和RX线圈之间的计算出的磁链，其中Φ1、Φ2、Φ3分别是由TX1、TX2、TX3产生的磁链。灰线是由三个TX线圈产生的叠加的磁链。可以看出，通过设计TX线圈尺寸和TX线圈之间的距离，可以实现接近水平的磁链轮廓。该特征有利于电动车辆的动态充电，因为感应电压与磁链成比例，并且较小波动的通量导致感应电压的较小波动。
我们现在将设计1作为在具有高功率电平的EV动态充电应用中实现的示例。由于发射导体的电感相对较小，所以只考虑接收侧补偿。计算所需的激励电平和所产生的无功功率，以实现30kW功率充电。
等效电路图如图27所示，其中Lp和Ls是TX和RX线圈的电感，Cs是与Ls谐振的补偿电容器。IP和IS是一次和二次电流。VP和VS是一次输入AC电压和二次输出AC电压。
具有有源全桥转换器的电池负载可等效于AC电压源VS，如图27中所示，其中VS可经调制以实现电池充电且电池电压为VDC，如(15)中所表达：
其中D是占空比，范围从0到1，θ是VS相对于一次AC电压源VP的相位角，范围从0到180度。
在(15)中求解一次电流IP和二次电流IS。电流和电压的矢量如图28所示。注意，IS是项1IS1和项2IS2的向量和。对于箔TX线圈结构，如果|VP|＝|VS|，则|IS1|比|IS2|大七倍，因为互感M比TX线圈的自感LP大七倍。因此，使用IS1来估计IS的大小是合理的。
流出电压源VP和VS的功率可以由数值方法通过(17)来计算。
PP＝Re{VPIP *}，PS＝Re{VSIS *}
QP＝Im{VPIP *}，QS＝Im{VSIS *} (17)
从一次侧流到二次侧的实际功率PPS由(18)估算，因为IS1明显大于IS2。
当θ是90度时，一次侧QP的无功功率是零，并且二次侧QS的无功功率在(19)中示出。
对于两种不同的情况(模拟1和模拟4)，实际功率、无功功率和电流的精确数值解示于图29和图30中。表6中列出了具有不同操作频率和RX匝数的四种情况的模拟参数。
表6.模拟参数(箔TX导体)
在图29和图30中，选择具有30kW的实际功率PP和最小幅度VS的点作为工作点。对于每次模拟，工作点的无功功率和电流值列于表7中。
表7.工作点数据(箔TX导体)
从表7可以看出，从模拟1到模拟2，当频率从85kHz降低到20kHz时，它导致较小的QS和明显较大的IS。
从模拟2到模拟3和模拟4，RX线圈的匝数以20kHz的频率从30匝增加到70匝和100匝。匝数的增加导致更大的互感，这减小了二次电流，同时保持QS不变。
已通过分析验证上述结果，即：
(1)频率的降低导致较小的QS和明显较大的|IS|。
(2)在保持QS不变的同时，增加的互感降低|IS|。
图31(a)和31(b)示出了设计1和设计3的一次自感和互感随二次在一次上方的不同高度的变化。可以看出，自感保持恒定，而互感随着高度的增加而减小。
为了比较箔和利兹TX导体结构的|IP|、|IS|、QP、QS，基于表8中的参数进行计算。频率为20kHz。所需功率为2kW。一次和二次电压VP和VS被控制在相同的电平以确保IP和IS具有相同的幅度。θ为90度。
表8模拟参数(箔TX导体和利兹TX导体)
箔TX导体 利兹TX导体
频率f[kHz] 20 20
转换功率PP[W] 2000 2000
根据上述分析，一次无功功率QP为零。在图32(a)和32(b)中示出了电流幅度|IP|或|IS|和无功功率QS的变化。可以看出，电流幅度和QS随着高度的增加而增加。
由于具有并联利兹发射器的设计3的一次自感LP和互感M大于具有箔导体发射器的设计1，所以设计3的|IP|或者|IS|相对较小，并且其QS也较小。
图34(a)和34(b)示出了具有不同角度θ的设计1和设计3的一次自感和互感的变化(其在图33中示出)。可以看出，自感保持恒定，而互感随着角度的增加而减小。
为了比较箔和利兹TX线圈结构的|IP|、|IS|、QP、QS，基于表9中的参数进行计算。频率为20kHz。所需功率为2kW。一次和二次电压VP和VS被控制在相同的电平以确保IP和IS具有相同的幅度。θ为90度。
表9模拟参数(箔TX线圈和利兹TX线圈)
箔TX线圈 利兹TX线圈
频率f[kHz] 20 20
转换功率PP[W] 2000 2000
根据上述分析，一次无功功率QP为零。在图35(a)和图35(b)中示出了电流幅度|IP|或|IS|和无功功率QS的变化。可以看出，电流幅度和QS随着角度的增加而增加。
由于具有并联利兹发射器的设计3的一次自感LP和互感M大于具有箔线圈的设计1，所以设计3的|IP|或者|IS|相对较小。对于小角度，利兹线圈的QS较小，而当角度较大时，利兹线圈的QS较大。
附图示出了基于表10中所示的参数、自感、互感、电流和Qs如何随着设计3的一次TX导体宽度和二次TX导体的高度而变化。
表10模拟参数(利兹TX线圈)
利兹TX线圈
频率f[kHz] 20-85,(100-25)
转换功率PP[W] 2000
设计1和2已经与已知的通常使用的IPT系统进行了比较，该IPT系统具有扁平圆形的一次线圈和二次线圈，即具有至少一个具有返回绕组的一次TX线圈。在表10中列出了这种系统的参数以及用于比较的设计1和设计3的相应参数。
表10模拟参数(箔TX线圈和圆形TX线圈)
从表10可以看出，由于互感M小于普通(即圆形)设计的互感，所以箔TX导体结构需要更大的激励电流。尽管箔TX导体结构需要较大的电流|IP|和|IS|，但是由于一次电感LP较小，所以在二次侧交换的无功功率QS较小。
设计3的输出功率(output)和线圈(coil)中的功率损耗可通过以下确定：
Poutput＝IPIsωNSM′
Pcoil，S＝NS(IS′)2RS′＝NS(IS)2RS′＝NSIS 2RS′ (20)
还可以确定转换器(cond)中的功率损耗(参见图37和38)：
Pcond＝I2RonD
与损耗计算相关的参数如下表11所示：
表11
已经发现一种N并联转换器模块减少了开关损耗，在该N并联转换器模块中，在转换器的一个或多个支路中并联地提供了一个或多个额外的开关，例如在图39中示出的：
假设有N个转换器模块并联连接，每个开关中的导通损耗和开关损耗可以计算为：
Pcond＝I2RonD
可以看出，N并联模块可以降低导通损耗，降低电流应力，保持开关损耗不变。因此，IPW65R080CFD MOSFET可以例如通过考虑或采用并联连接而应用于高功率电平应用中。
如本文早先所述，发射器耦合结构的相对低的电感允许没有一次侧补偿的系统。在图40中示出了简单的成本有效的并且有利的补偿装置，其中引入了二次侧补偿拓扑。在二次侧上只有一个串联电容器Cs，而在一次侧上没有补偿电容器。下面讨论两种特定的操作或控制情况，以帮助降低源的VA等级。
图40的系统可以在数学上表示为：
假定LP和LS的感抗为XP＝ωLP和XS＝ωLS。当LS被电容器CS补偿时，二次侧上的总电抗为
对于工作情况1，Xs由电容器Cs完全补偿，并且假设没有由二次电源提供的无功功率。条件可以表示为：
以及
Vp和Vs之间的角度θ可以求解为：
输出有功和无功功率为：
QS＝0
图41示出了一次侧和二次侧上的电压和电流的向量或相量图。
可以通过调节Vp和Vs来控制有功功率，同时保持θ恒定以使无功功率Qs为零。然而，随着输出功率需求增加，一次侧上的无功功率Qp也增加，这增加了对一次源的VA额定值的要求。
对于工作情况2，Xp由反射阻抗完全补偿，而Xs由Cs部分补偿，但没有由二次源提供的无功功率。条件可以表示为：
以及
角度θ和补偿比由下式给出，其中k是TX和RX线圈之间的耦合系数：
NX＝k2cos2θ
二次侧上的电抗Xsc为：
输出有功和无功功率为：
QP＝0
QS＝0
图42示出了情况2的一次和二次侧上的电压和电流的矢量或相量图。
对于在情况2中限定的给定θ和NX，可以通过调节VP和VS来控制有功功率。通过在情况2的条件下操作，并且保持QP和QS为零，与情况1相比，这将有助于降低对源的高VA等级的需求。
对于传统串联(S-S)补偿的情况，XP和分XS别由串联电容器CP和CS完全补偿，并且没有由一次和二次电源提供的无功功率。条件可以表示为和其中
VP和VS之间的角度θ可以被求解为：
有功和无功功率的输出是：
QP＝0
QS＝0
图43示出了一次侧和二次侧上的电压和电流的相量图。
利用传统的S-S补偿，可以通过调节VP和VS来控制有功功率，并且当θ是时，QP和QS为零。然而，传统的S-S补偿需要两个电容器CP和CS以使QP和QS为零，这增加了系统的成本。
比较情况1和情况2可以看出，情况1和情况2所需的θ是相同的，这由以下比率确定。
在选择θ之后，下一步骤是选择Cs，使得对于情况1补偿Xs至XSC＝0，而对于情况2补偿Xs至
对于情况1，QP，X仅由来自电压源VP的输出无功功率提供。输出无功功率是输出有功功率是
对于情况2，XP，refl具有负值，并且QP，X仅由反射电抗XP，refl提供。无功功率来自电压源VP的输出无功功率为0。输出有功功率是
可以使用下表12中所示的参数进行计算。
表12计算参数。
在情况1和情况2的计算中，选择两个变量VP和VS来查看功率和效率的分布。根据的比率变化θ。对于情况2中CS的设计，为了简化分析，假设这意味着将CS适应其他比率不包括在模拟中。在S-S补偿拓扑的计算中，也进行VP和VS的调节以控制输出功率，并保持θ恒定在90度。。
为了比较这三种情况，选择α/β作为变量，并且沿3.3kW输出功率的轨迹考虑无功功率、功率损耗和效率，如图44所示。
在图44中，当α/β增加时，|IP|、|VS|减小，并且|IS|、|VP|在三种情况下增加。
在情况1、情况2和S-S补偿中的最大效率分别为92.97％、92.57％和92.97％。最有效的操作点位于α/β＝1附近。
在每个最有效的操作点，在情况1、情况2和S-S补偿中，一次视在功率|SP|分别是3730VA、3570Va和3549VA。在三种情况下，二次视在功率|SS|保持恒定在3.3kVA，因为假设没有由二次电源提供的无功功率。
比较情况1和S-S补偿，通过去除一次侧补偿电容器，在情况1中可以降低IPT系统的成本。然而，一次电源提供了LP所消耗的无功功率，这在情况1中增加了一次电源的VA额定值。
比较情况1和情况2，通过部分补偿Ls，由LP消耗的无功功率仅由情况2中的反射电抗提供。使用最有效的操作，所需的|SP|从情况1中的3730Va降低到情况2中的3570VA，而没有太多的效率损失。
因此，在情况2中提出的操作方法将有助于在仅具有二次侧补偿的有成本效益的IPT系统中降低电源的VA等级。
现在考虑用于实现根据设计3的一次耦合器的电线/电缆50的数量和它们之间的间隔的参数。
参看图45，可针对动态无线电力传送(DWPT)在一个区段中优化布线长度50的数目和每一段之间的距离，以便以全面方式实现较好性能。因此，优化问题可以表述如下：
在总MMF不变的情况下，改变DWPT系统一段λ内一次平行利兹线的导线段数50(N)和各导线段之间的距离(d)，实现多目标优化，包括：
1.提高具有横向位移x的RX线圈中耦合通量Φ的稳定性；
2.提高RX线圈中耦合通量Φ的量级；
3.降低TX线圈的利兹线损耗；
4.降低TX线圈利兹线的成本。
a.变量N和d
N：一次中利兹线的平行匝数；
d：各导线段的中心之间的距离。假设d的值在任何相邻的导线段之间是相同的。
b.优化目标
1.最小化CV，
符号σΦ是竖直RX线圈中耦合通量的标准偏差，并且可以测量磁场B分布和耦合的均匀性。Фi是RX中高度为h的位置Pi处的耦合通量，如图45所示。符号m表示测量位置的数量。符号是Φi的平均量值并且可以测量耦合的量值。镜像用于计算安装有铁氧体板的一次线圈的磁场。
这个目标同时等于
2.最小化Ploss(P损)
TX线圈的利兹线中的功率损耗(power loss)是所有并联段的损耗之和，包括DC损耗和AC损耗。AC损耗由趋肤效应(skin)和邻近(prox)效应引起。具有单位长度的利兹线的这些损耗可以根据下面的等式来计算。
其中j表示TX线圈的第jth匝。符号n是利兹线中的股数，Rdc是利兹线中单个线的DC电阻。参数FR和GR是在损耗模型中引入的与频率有关的因素。符号da是利兹线的直径，是每段中的峰值电流，并且是由其他段引起的峰值外部磁场，并且应当在导体中心进行评估。
假设电流均匀分布在每根导线中，因为导体是利兹线。由此，
Ploss＝Pdc+skin+PDrOX
3.最小化归一化成本CN
其中C0是每单位长度的利兹线的每长度的成本，并且Nmax是TX线圈的利兹线的并联长度的最大数量。
c.用于优化的参数设置
项 符号 值
TX线圈中的总电流 It[A] 50
段长度 λ[m] 0.2
Φ的观察高度 h[m] 0.01
RX线圈的宽度 wS[m] 0.15
RX线圈的长度 lS[m] 1
RX线圈的匝数 NS 1
利兹线的直径 da[mm] 4
利兹线股数 n 1000
TX线圈的最大匝数 Nmax 100
长度间距离 d[m] 0.002～0.04
c.优化方法
根据参数设置，在Matlab中对两个变量N和d进行参数扫描。同时，这两个变量需要满足下面的等式以保证有效的计算。
(N-1)·d≤λ
然后对于每组N和d获得三个优化目标CV、Ploss和CN的值。
图46(a)、(b)和(c)分别给出CV、Ploss和CN随N和d的变化。可以看出，这三个目标示出了N和d的不同变化。在图46(a)中，对于给定的距离d，通过增加段N的数量可以实现较低的CV。在图46(b)中，随着每段中的电流变得更小，TX线圈中的功率损耗Ploss随着N的增加而减小。然而，增加N将增加成本CN，如图46(c)所示。
为了确定最佳设计，图47给出了三个目标CV、Ploss、和CN彼此的变化。颜色条表示功率损耗的变化。图47中的每个点表示具有特定N和d的设计。可以看出，当CN降低而CV保持相同时，Ploss增加。当CV减小并且CN保持相同时，Ploss具有轻微的变化。
虽然需要具有最小CV、Ploss、和CN的设计，但是根据图47不能同时实现这三个目标。因此，在图47中选择了具有相对低的目标的两种设计，其由红星表示。比较它们的性能以确定最佳解。
两种选择的设计的匝数和匝数距离以及它们相应的目标在表13中给出。与所选择的设计2相比，所选择的设计1具有较低的CN和CV以及相对较高的损耗。
表13所选设计的性能。
项目 符号 选定设计1 选定设计2
TX线圈的段数 N 6 19
长度间距离 d[m] 0.04 0.011
变异系数 CV 0.07 0.11
功率损耗 Ploss[W] 1.45 0.48
归一化成本 CN 0.06 0.19
图48示出了具有横向位移x的两个选定设计的RX线圈中耦合通量的变化。设计2中的耦合通量通常高于设计1中的耦合通量，然而，具有相对较低的稳定性和高得多的段数。
考虑到所选择的设计1与设计2相比仅具有成本的三分之一，可以选择所选择的设计1作为最佳设计。设计1的导线之间的间隔最多为10个线直径，6段。设计2的金属丝之间的间隔为2-4个线直径。上述高性能设计的变化是可能的。例如，根据设计3的一次或发射器结构可以具有5至10个长度50，长度之间的范围为0.2-0.06m，或者15-25个长度，间隔为0.08至0.015m。
在COMSOL中对选定设计进行的2D模拟如图48所示，符合上述结论。
可以看出，提供了一种与垂直利兹接收器一起的新型发射器，其实现了用于多种应用的稳定且有效的电感耦合，其中一种应用包括动态电动车辆充电。扁平铁氧体板或U形铁氧体可以被添加到发射器以增强性能，而接收器可以是空芯的。接收器中的通量密度分布和耦合通量表明，所提出的布置可以改进关于接收器侧的耦合性能、重量和成本的现有设计。
在整个说明书中，相同的附图标记用于表示不同实施例中的相同特征。应当理解，这里描述的一次耦合器或二次耦合器可以互换，即，一次耦合器可以用作二次耦合器，反之亦然，并且在双向系统中，一次耦合器和二次耦合器将根据传输功率的方向而有效地互换。
除非上下文清楚地要求，否则在整个说明书中，词语“包含(comprise/comprising)”等应被解释为包括性意义，而不是排他性或穷尽性意义，即“包括但不限于”的意义。
尽管已经通过示例并参考其可能的实施例描述了本发明，但是应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以对其进行修改或改进。本发明还可以被广义地说成在于在本申请的说明书中单独地或共同地以两个或更多个所述部分、元件或特征的任何或所有组合提及或指示的部分、元件和特征。此外，在已经参考具有已知等同物的本发明的特定部件或整体的情况下，这样的等同物在此并入，如同单独阐述一样。
在整个说明书中对现有技术的任何讨论决不应被认为是承认这种现有技术是广泛已知的或形成本领域公知常识的一部分。

Claims (18)

1.一种无线电力传送耦合装置，其包含：
至少一个导电构件，其被配置为所述第一耦合构件的层以提供磁场用于无线电力传送，所述导电构件具有：
第一端；以及
与所述第一端相对的第二端，
其中：
所述导电构件沿所述耦合装置的纵轴从所述第一端延伸到所述第二端，并且被配置为穿过所述第一和所述第二端之间的层分布电流。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述导电构件包含多个线长度。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述导电构件包含片材。
4.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中在所述导电构件的每一端处设置有端子，每个端子被配置为用于将所述导电构件连接到电源。
5.根据权利要求4所述的装置，其中所述端子横向延伸穿过所述导电构件的宽度。
6.根据前述权利要求中任一项所述的装置，进一步包含可透材料层。
7.根据权利要求6所述的装置，其中所述用于电力传送的磁场设置在所述装置的与所述可透材料相对的一侧上。
8.根据权利要求6或7所述的装置，其中所述可透材料在所述导电构件的任一侧延伸。
9.根据权利要求8所述的装置，其中所述可透材料形成极区。
10.根据权利要求8或9所述的装置，其中在所述导电构件的任一侧延伸的所述可透材料也在朝向磁通耦合区域的方向上延伸。
11.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中所述装置是未补偿的。
12.根据前述权利要求中任一项所述的装置，其中所述导电构件包含平行配置且间隔开多于一个线直径的多个导线。
13.一种无线电力传送系统，其包含根据前述权利要求中任一项所述的无线电力传送耦合装置和包含扁平线圈的二次耦合器。
14.根据权利要求13所述的系统，其中所述扁平线圈是竖直线圈。
15.根据权利要求13所述的系统，其中所述扁平线圈是扁平螺线管线圈。
16.根据权利要求13至15中任一项所述的系统，进一步包含为所述二次耦合器提供电容器补偿。
17.一种在未补偿的一次耦合器和电容器补偿的二次之间的无线电力传送的方法，包含通过反射阻抗完全补偿所述一次耦合器的电抗。
18.根据权利要求17所述的方法，进一步包含由所述电容器来部分地补偿所述二次电抗。
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