CN118140436A - 半双工放大器 - Google Patents

Abstract

一种用于有线电视网络的半双工放大器。

Description

半双工放大器

相关申请的交叉引用

本申请是2021年9月24日提交的美国专利申请号63/248,256的延续，所述专利申请的内容通过引用并入本文中。

技术领域

本申请的主题涉及放大器，特别是适合于有线电视网络的放大器。

背景技术

本申请的主题涉及放大器，特别是适合于有线电视网络的放大器。

有线电视(CATV)服务从通常被称为“头端”的中央交付单元向大批客户(例如，订户)提供内容，该中央交付单元通过包括混合光纤同轴(HFC)电缆厂的接入网(包括相关部件(节点、放大器和分路口))将内容频道从该中央交付单元分配给其客户。然而，现代有线电视(CATV)服务网络不仅向客户提供诸如电视频道和音乐频道的媒体内容，还提供诸如互联网服务、视频点播、诸如VoIP的电话服务、家庭自动化/安全等的大量数字通信服务。这些数字通信服务继而不仅需要在下游方向上通过HFC(通常形成分支网络)从头端向客户进行通信，还需要在上游方向上通常通过HFC网络从客户向头端进行通信。

为此，CATV头端历来包括独立的电缆调制解调器端接系统(CMTS)，用于向有线电视客户提供高速数据服务，例如有线互联网、互联网语音协议等，以及视频头端系统，用于提供视频服务，例如广播视频和视频点播(VOD)。通常，CMTS将包括以太网接口(或其它更传统的高速数据接口)以及射频(RF)接口，使得来自互联网的流量可以通过以太网接口、通过CMTS被路由(或桥接)，然后到达连接到有线电视公司的混合光纤同轴(HFC)系统的RF接口上。下游流量从CMTS递送到客户家中的电缆调制解调器和/或机顶盒，而上游流量从客户家中的电缆调制解调器和/或机顶盒递送到CMTS。视频头端系统类似地将视频提供给机顶盒、具有视频解密卡的电视，或能够解调和解密传入的加密视频服务的其它装置。许多现代CATV系统已经在单一平台中将CMTS的功能与视频交付系统(例如，EdgeQAM-正交振幅调制)组合在一起，所述单一平台通常称为集成CMTS(例如，集成融合有线接入平台(CCAP))-视频服务被准备并提供给I-CCAP，该I-CCAP然后将视频QAM调制到适当的频率上。通常被称为分布式CMTS(例如，分布式融合有线接入平台)的另外其它现代CATV系统可以包括远程PHY(或R-PHY)，其通过将传统集成CCAP的物理层(PHY)推送到网络的光纤节点来重定位所述物理层(R-MAC PHY将MAC和PHY两者重定位到网络的节点)。因此，虽然CCAP中的核心执行较高层处理，但远程节点中的R-PHY装置将从核心发送的下游数据从数字转换成模拟以在射频上发送到电缆调制解调器和/或机顶盒，并将从电缆调制解调器和/或机顶盒发送的上游射频数据从模拟转换成数字格式从而以光学方式传输到核心。

附图说明

为了更好地理解本发明，并且为了展示如何实施本发明，现在将以举例的方式参考附图，其中：

图1示出了集成电缆调制解调器端接系统。

图2示出了分布式电缆调制解调器端接系统。

图3示出了具有75dB回波消除的全双工放大器的简化框图。

图4示出了具有数字滤波器组、抑制所选频带中的下游流量和/或上游流量的放大器。

图5示出了具有数字滤波器组，与频带控制器一起抑制所选频带中的下游流量和/或上游流量的放大器。

图6示出了随频率而变的数字滤波器响应。

图7示出了调制重叠变换频率响应。

图8示出了具有数字滤波器组，与频带控制器和功率修改一起抑制所选频带中的下游流量和/或上游流量的放大器。

图9示出了具有数字滤波器组，与频带控制器、功率修改和使频带移位一起抑制所选频带中的下游流量和/或上游流量的放大器。

图10示出了具有数字滤波器组，与频带控制器、功率修改和利用附加滤波使频带移位一起抑制所选频带中的下游流量和/或上游流量的放大器。

图11示出了具有数字滤波器组，与频带控制器、功率修改和利用反射消除而使频带移位一起抑制所选频带中的下游流量和/或上游流量的放大器。

具体实施方式

参考图1，集成CMTS(例如，集成融合有线接入平台(CCAP))100可以包括通常以分组化数据的形式经由互联网(或其它网络)发送和接收的数据110。集成CMTS100还可以从运营商视频聚合系统通常以分组化数据的形式接收下游视频120。举例来说，广播视频通常从卫星交付系统获得，并且被预处理以通过CCAP或视频头端系统交付给订户。集成CMTS 100接收并处理接收的数据110和下游视频120。CMTS130可以通过RF分配网络将下游数据140和下游视频150传输到客户的电缆调制解调器和/或机顶盒160，该RF分配网络可以包括其它装置，例如放大器和分路器，通常至少部分在同轴电缆上。CMTS130可以通过网络从客户的电缆调制解调器和/或机顶盒160接收上游数据170，该网络可以包括其它装置，例如放大器和分路器。CMTS130可以包括多个装置以实现其所需功能。

参考图2，由于增加的带宽需求、集成CMTS的有限设施空间以及功耗考虑，可能期望包括分布式电缆调制解调器端接系统(D-CMTS)200(例如，分布式融合有线接入平台(CCAP))。一般而言，CMTS专注于数据服务，而CCAP还包括广播视频服务。D-CMTS200使用网络分组化数据将I-CMTS100的部分功能向下游分配到诸如光纤节点的远程位置。示范性D-CMTS200可以包括远程PHY架构，其中远程PHY(R-PHY)优选地是位于光纤和同轴电缆的接合处的光学节点装置。一般而言，R-PHY通常包括系统的一部分的PHY层。D-CMTS200可以包括D-CMTS230(例如，核心)，所述D-CMTS230包括通常以分组化数据的形式经由互联网(或其它网络)发送和接收的数据210。D-CMTS200还可以从运营商视频聚合系统通常以分组化数据的形式接收下游视频220。D-CMTS230接收并处理接收的数据210和下游视频220。远程光纤节点280优选地包括远程PHY装置290。远程PHY装置290可以通过网络将下游数据240和下游视频250传输到客户的电缆调制解调器和/或机顶盒260，该网络可以包括其它装置，例如放大器和分路器。远程PHY装置290可以通过网络从客户的电缆调制解调器和/或机顶盒260接收上游数据270，该网络可以包括其它装置，例如放大器和分路器，通常至少部分在同轴电缆上。远程PHY装置290可以包括多个装置以实现其所需功能。远程PHY装置290主要包括与PHY相关的电路，例如下游QAM调制器、上游QAM解调器，以及使用网络分组化数据连接到D-CMTS230的伪线逻辑。远程PHY装置290和D-CMTS230可以包括数据和/或视频互连，例如下游数据、下游视频和上游数据295。应当注意，在一些实施例中，视频流量可以直接到达远程物理装置，从而绕过D-CMTS230。在一些情况下，可以在头端处提供远程PHY和/或远程MAC PHY功能。

举例来说，远程PHY装置290可以将从D-CMTS230接收的下游DOCSIS(即，电缆数据服务接口规范)数据(例如，DOCSIS1.0、1.1、2.0、3.0、3.1和4.0，其中的每一者都通过引用全文并入本文中)、视频数据、带外信号转换成模拟的，以通过RF或模拟光学系统进行传输。举例来说，远程PHY装置290可以将从诸如RF或线性光学系统的模拟介质接收的上游DOCSIS和带外信号转换成数字的，以传输到D-CMTS230。可以观察到，取决于特定配置，R-PHY可以将DOCSIS MAC和/或PHY层的全部或一部分向下移动到光纤节点。

有线电视网络包括通常呈放大器链的形式的一个或多个放大器，所述一个或多个放大器包括在网络内的各个位置处，以便将来自头端的信号推动到相应客户，或者以其它方式将来自相应客户的信号推动到头端，通常至少部分地通过同轴电缆。在用于有线电视系统的传统网络频分双工(FDD)中，为上游流量(例如5-42MHz)和下游流量(例如54-862MHz)分配固定频带。可以观察到，上游流量和下游流量的频率范围彼此不重叠。这使得放大器架构能够放大上游流量的频率范围和下游流量的不同的频率范围，这简化了放大器架构。

为了在带宽分配方面实现更大的灵活性并且更多地利用可用带宽，升级的有线电视网络允许上游频率范围和下游频率范围的一部分(或全部)彼此重叠。为了适应有线电视网络中的此类重叠频率范围，放大器中的每一个在其操作频率范围的至少一部分(即，上游频率范围和下游频率范围的重叠部分)上可以是全双工的。为有线电视网络启用全双工放大器往往是复杂且相对昂贵的。

为了适应有线电视网络系统的数据传输要求，基于流量分析确定在每个放大器内不需要在上游方向和下游方向上都有相同频率范围的同时操作。因此，全双工放大器以及与其相关联的相关联复杂性对于有线电视网络不是必需的。与全双工放大器相比，用于有线电视网络系统的修改放大器在任何特定时间的上游流量和下游流量优选地在不同频带处发生。此外，与上游流量和下游流量具有相同频率范围的同时传输的全双工放大器相比，期望修改放大器允许将(一个或多个)重叠频率范围重新分配给下游流量或上游流量，以适应在任何特定时间网络流量所需的带宽。因此，在任何特定时间在任何特定频率下，修改放大器作为半双工放大器操作。

利用传统模拟电路在(一个或多个)上游频带与(一个或多个)下游频带之间进行放大器切换需要相当大一组具有可以切换进出的关联交叉频带的射频滤波器。交叉频带导致可用频谱的显著损失，当对大量频带进行寻址时，所得实施方式往往很复杂。

参考图3，示出了具有带回波消除的双向放大的放大器。从左向右行进的信号被称为下游信号。从右向左行进的信号被称为上游信号。双向放大器可以包括滤波器300以分离上游频率范围和下游频率范围，同时优选地在至少一些频率范围内支持双向通信。双向放大器可以包括一组下游放大器310和上游放大器320。双向放大器可以包括具有上游回波消除的模数和数模下游处理器330。双向放大器可以包括具有下游回波消除的模数和数模上游处理器340。通常，回波消除如下操作：(1)远端信号被递送到系统，(2)远端信号被复制，(3)远端信号被滤波并延迟以模仿近端信号，(4)从近端信号减去经滤波的远端信号，以及(5)所得信号由于回波而噪声减小。放大器架构的所示回波消除导致对这种放大器所需的回波消除量的严格要求，使得其不会由于放大器输出处的重新反射而振荡。此外，即使当放大器不振荡时，此类重新反射也会导致显著信号干扰，从而显著降低总体系统性能。举例来说，在684MHz下，下游方向的操作增益为40.9dB，上游方向的操作增益为34dB。在4.3dBmV下游输入的情况下，假设回波消除为75dB，并且输入端口和输出端口两者处的回波损耗为20dB，则反射回的信号为-35.8dBmV。由于此环回信号已经历了两个模数和数模过程，因此它是其原始信号的延迟版本，并且因此被视为噪声。在这种情况下，即使回波消除为75dB，由于反射导致的输入信噪比也仅为40dB。可以观察到，利用这种放大器架构，回波消除往往包括对传入和传出信号的复杂频率分析以及对信号的合成，以基于系统训练和相关性分析来消除反射。

参考图4，修改双向放大器400可以包括输入耦合器410和输出耦合器412。输入耦合器410和输出耦合器412为相应同轴电缆414、416耦合下游频率信号和上游频率信号。下游信号420由输入耦合器410分割，并且被提供给下游输入滤波器422，该下游输入滤波器滤除不包括在下游频率范围内的频率。下游输入滤波器422的输出可以被提供给下游前置放大器424。下游前置放大器424优选地将其输入信号转换成足够强的输出信号以进行进一步处理。下游输入滤波器422和下游前置放大器424的组合调节信号电平和信号频谱(在频域中)以由模数转换器进行转换。下游前置放大器424的输出被提供给下游模数转换器426。下游模数转换器426的输出被提供给下游分析数字滤波器组430，该下游分析数字滤波器组向下游重建数字滤波器组432提供信号，如下文详细描述的。

下游重建数字滤波器组432的输出被提供给下游数模转换器440。下游数模转换器440将其输出提供给下游输出滤波器442，该下游输出滤波器滤除不包括在下游频率范围内的频率。下游输出滤波器442的输出被提供给下游后置放大器444。下游后置放大器444的输出被提供给输出耦合器412。如果需要，下游输出滤波器442可以用于在期望从放大器获得倾斜输出频谱时，将倾斜(例如，相对于较低频率增加较高频率的电平以补偿由于传输导致的不同频率下的损耗)添加到输出频谱。这允许数模转换器以平坦频谱操作，这改善了其量化噪声性能。

上游信号450由输出耦合器412分割，并且被提供给上游输入滤波器452，该上游输入滤波器滤除不包括在上游频率范围内的频率。上游输入滤波器452的输出可以被提供给上游前置放大器454。上游前置放大器454优选地将其输入信号转换成足够强的输出信号以进行进一步处理。上游输入滤波器452和上游前置放大器454的组合调节信号电平和信号频谱(在频域中)以由模数转换器进行转换。上游前置放大器454的输出被提供给上游模数转换器456。上游模数转换器456的输出被提供给上游分析数字滤波器组460，该上游分析数字滤波器组向上游重建数字滤波器组462提供信号，如下文详细描述的。

上游重建数字滤波器组462的输出被提供给上游数模转换器470。上游数模转换器470将其输出提供给上游输出滤波器472，该上游输出滤波器滤除不包括在上游频率范围内的频率。上游输出滤波器472的输出被提供给上游后置放大器474。上游后置放大器474的输出被提供给输入耦合器410。如果需要，上游输出滤波器472可以用于在期望从放大器获得倾斜输出频谱时，将倾斜(例如，相对于较低频率增加较高频率的电平以补偿由于传输导致的不同频率下的损耗)添加到输出频谱。这允许数模转换器以平坦频谱操作，这改善了其量化噪声性能。

根据需要，可以省略或以其他方式重新配置耦合器、滤波器和/或前置放大器。下游分析数字滤波器组430和下游重建数字滤波器组432可以根据需要重新配置。上游分析数字滤波器组460和上游重建数字滤波器组462可以根据需要重新配置。下游分析数字滤波器组430和下游重建数字滤波器组432可以根据需要组合。上游分析数字滤波器组460和上游重建数字滤波器组462可以根据需要组合。下游分析数字滤波器组430、下游重建数字滤波器组432、上游分析数字滤波器组460和上游重建数字滤波器组462可以根据需要组合。

下游分析数字滤波器组430对到达的数字信号执行频率分析。例如，频率分析可以基于包括快速傅里叶变换、调制重叠变换或其它合适的技术的变换。在由下游分析数字滤波器组430进行频率变换之后，变换系数是传入的下游信号的频域表示。下游分析数字滤波器组430将信号分成表示频率f1至fN处的下游信号中的频率内容的分量。频率f1至fN处的下游信号被提供给下游重建数字滤波器组432，该下游重建数字滤波器组根据分离分量中存在的信息重建信号。可以通过不将信号信息传递到下游重建数字滤波器组432来抑制选定频率(例如fi+3、f1......fi)处的信号内容。结果是选定抑制频率下的信号不作为来自下游重建数字滤波器组432的输出提供。

上游分析数字滤波器组460对到达的数字信号执行频率分析。例如，频率分析可以基于包括快速傅里叶变换、调制重叠变换或其它合适的技术的变换。在由上游分析数字滤波器组460进行频率变换之后，变换系数是传入的上游信号的频域表示。上游分析数字滤波器组460将信号分成表示频率f1至fN处的下游信号中的频率内容的分量。频率f1至fN处的上游信号被提供给上游重建数字滤波器组462，该上游重建数字滤波器组根据分离分量中存在的信息重建信号。可以通过不将信号信息传递到上游重建数字滤波器组462来抑制选定频率(例如fi+1、fi+2、fi+4......fN)处的信号内容。举例来说，可以通过将所选系数设置为零或基本上为零来实现对应频带的抑制。结果是选定抑制频率下的信号不作为来自上游重建数字滤波器组462的输出提供。

可以观察到，(1)下游分析数字滤波器组430和下游重建数字滤波器组432，以及(2)上游分析数字滤波器组460和上游重建数字滤波器组462的组合优选地在任何特定时间点以使得在下游方向上被抑制的频率在上游方向上不被抑制，并且在上游方向上被抑制的频率在下游方向上不被抑制的方式操作。以此方式，放大器振荡的可能性降低，并且重新反射同样降低。而且，如果需要，可以在下游方向和上游方向上都抑制相同的频率。以此方式，放大器在下游方向上向选定的信号集合提供增益，并且放大器在上游方向上向选定的信号集合提供增益。

优选地使用允许“完美”重建的技术(例如重叠变换)将信号变换到频域，抑制某些频带，然后进行逆滤波的技术本身等同于具有有限带宽、滤波器翻转和滤波抑制的滤波器操作。例如，如果100-200MHz的下游频带直接邻近200-300MHz的上游频带，则刚刚高于200MHz的非预期下游信号由于不完美抑制而仍然“泄漏”通过滤波器和放大器链，并且如果被反射，则在上游方向上结束。此类非预期下游信号可以是原始上游信号的反射，使得在反射和放大之后，此信号干扰自身并且发生系统劣化。这导致接近上游频带与下游频带之间的交叉区的频带(在给定示例中，为约200MHz)，其中系统性能降低或可能无法操作。

因此，可实现的滤波器翻转和抑制是可以限制(一个或多个)频带而系统性能降低的参数。幸好，基于FFT方法的频率变换(包括重叠变换)往往计算效率很高，并且使得其输出的频率分辨率非常高。例如，在合理的计算量下，10与100kHz之间的分辨率是可行的。虽然该分辨率并不意味着在如此小频率范围内可以实现完美抑制(相邻频带不具有完美抑制)，但在几个频带内可以达到高抑制，并且交叉区的范围可以被限制为小于1MHz或6MHz信道。因此，可以彼此接近地分配上游频带和下游频带，而不会对系统可用的频谱造成显著损失。

可以观察到，这种放大器架构不依赖于非常难以满足的反射消除要求，因此操作起来远不复杂。此外，放大器架构具有改进的特性，因为残余重新反射(因不完美反射抑制留下)不再是放大器架构的一部分，并且来自反射抑制信号处理的信噪比降低也不存在于该放大器架构中。因此，这种特定放大器架构包括对上游信号和下游信号的子频带分析以及在上游频谱和下游频谱中抑制子频带的情况下进行放大之前对上游信号和下游信号的信号重建，使得对上游方向和下游方向上的信号的同时放大不会在相同频率下发生。

参考图5，放大器可以包括控制器500，所述控制器控制在下游方向上放大哪些频带以及在上游方向上放大哪些频带。控制器500可以将控制信号510提供到乘法器组520。控制器500可以确定哪些频带将被增强(例如，放大)和/或衰减，或者以其它方式接收控制器输入520，例如上游和/或下游数据内的指示哪些频带将被放大以及在哪些方向的数据。替代地，放大器可以检测哪些频带包含向放大器输入功率的上游信号，哪些频带包含向放大器输入功率的下游信号，并且基于此具有决定阈值以在这些频带中实现上游或下游放大。一个方向可以优先于另一个方向，使得在冲突的情况下，如果在两个方向都检测到信号功率时，则在频带中，这样的方向(例如下游)被放大，而另一个方向(例如上游)被抑制。简单地说，可以在仅一个方向(例如下游)中检测到频带信号功率，并且如果存在信号功率，则该方向获得增益，而另一个方向被抑制。

控制器500可以接收控制器输入信号520，所述控制器输入信号可以在下游方向和/或上游方向上传输，在滤波和/或前置放大之前和/或之后，和/或在模数转换之后，和/或在数字滤波器操作之后在选定频带中，在输入耦合器410处沿射频路径被拾取。控制器输入520可以被解码并且用于控制在下游和/或上游方向上的每个频带的增益。可以观察到，可以动态地修改下游频带和/或上游频带以提供改进的网络管理。

已经接收到控制信号或检测到频带中的操作方向的放大器可以优选地向放大器链中的下一个放大器发信号告知这种情况，使得放大器跟随第一放大器的操作，并且不需要经历其自身的决策过程。

以此方式操作的系统可以观察到上游频带与下游频带之间的(一个或多个)交叉区周围的防护带，从而降低由于这些(一个或多个)交叉区中的有限滤波器抑制而导致的不期望的系统劣化。

参考图6，示出了数字组的三个输出的示范性频率响应，其中相邻滤波器彼此没有完美分离。相反，相邻滤波器响应重叠，并且可以包括与滤波器的通带的一些分离以提供给定抑制。分离可以限定交叉频带，其中通信是受限的或不期望的。还参考图7，基于变换的滤波器示例可以包括30个区格的偏移，其中滤波器响应已衰减到-70dB。该示例可以使用具有匹配的逆变换的调制重叠变换，该反向变换对于连续任意输入信号具有完美重建特性。例如，在考虑到基于变换的滤波器的高实施效率的情况下，200kHz区格宽度是合理的，在距区格中心偏移6MHz处实现70dB抑制。这转化为在交叉频带不用于信令的情况下单个DOCSISQAM信道的损耗。可以使用甚至更小的区格宽度，使得防护带可以为约1MHz。

应注意，不包括回波消除的示范性放大器提供了不知道正被放大的流量的类型的放大器。相比之下，具有深度回波消除的放大器被调谐到特定类型的数据，例如DOCSIS 3.X数据或DOCSIS 4.0数据。此外，可以使用控制数据对放大器进行重新编程以重新定位频带的位置和/或每个频带的大小，使得可以根据需要分配双向频带和单向频带。

参考图8，在防护带中，增益可以被完全抑制，或者可以通过为交叉区域中的子带选择适当的倍增因子来减小增益。此外，利用(任选地基于变换的)数字滤波器组操作的系统可以将倍增因子应用于子带以对放大器响应执行频率校正，其中这些因子在前向方向和反向方向上可以不同。以此方式操作的系统可以使用频带功率检测器800来检测频谱的任何部分中的平均功率，并且应用此频率校正来在放大器输出处获得期望的平均频率输出功率谱。这样，这种系统可以在总体增益和频率响应(例如电缆倾斜或放大器倾斜校正)方面自动校正系统损耗和RF放大器增益的漂移。

参考图9，由于数字滤波过程中的(一个或多个)交叉区域，频谱的一部分可能仍然丢失，该部分优选被恢复。恢复频谱的一部分的一种方式是，频谱的一部分(例如，对于200MHz附近的交叉区，为199-201MHz)中的信息可以移位到另一频带(例如，99-101MHz)(如果该频带先前在特定时间未使用)。当将变换用于频率分析，结合将逆变换用于信号重建时，其中变换之后的子带表示频谱，那么获取表示一个频率范围(例如199-201MHz)的子带并将它们移动到表示另一频带(例如99-101MHz)的子带以用于逆变换在计算上是高效率的。因此，在逆变换之后，接着在该另一频带(例如99-101MHz)处发出该信息。在使用信息的接收端处，信息可以通过逆操作被移位到原始频带(199-201MHz)。当使用基于变换的数字滤波时尤其如此。

如图9中所示，例如，频率fi+1和fi+2处的下游信号向下移位到频率f1和f2。在示例中，f1和f2不用于上游信号。

对于频带在第一放大器位置处被移位并且然后在另一放大器位置处被移位返回的处理，可能优选地操作数字信号处理，使得变换在同步时钟域中发生以减少重建误差。为此，可能需要在放大器链中注入使数据转换和数字信号处理操作同步的时钟同步信号。该信号可以在信号链的第一放大器中生成，并且在下游方向上或在连接到该放大器的节点中发送。它可以在数字滤波器中，在数字滤波器之后，在一个或多个频率处注入，或者在RF域中生成并且在数模转换器之后注入。然而，这种信号也可以在放大器链的最后一个放大器中生成并在上游方向上发送。每个放大器可以检测该信号的存在，并且在不存在该信号的情况下，生成其自身的信号(因此成为后续放大器追随的“主装置”)。这种信号可以是双用途信号，其也用于在上游方向和下游方向中对频带的当前方向进行编码。可能存在多于一个这样的信号，其中这些信号也用作用于自动检测放大器增益、电缆设备损耗和损耗倾斜的导频音，使得可以应用频率和增益校正来抵消这种情况。

使用具有“完美”重建特性的基于变换的数字滤波器(例如调制重叠变换)具有能够用任意输入和输出信号操作的益处，因此它不依赖于调制格式，因此可以在具有混合QAM和OFDM信道的系统中操作。这使得有线电视网络运营商能够有一条迁移路径，所述有线电视网络运营商在不久的将来在其系统中可以看到有限量的OFDM，但从长远来看将迁移到主要基于OFDM的DOCSIS。本文中描述的放大器可以使任何频带可用于下游流量或上游流量，并且这些选定频带可以被指派为静态的以与传统系统一起操作，并被指派为动态的以与频分双工系统一起操作。举例来说，只要系统中存在旧式调制解调器，就可以继续给这些旧式调制解调器分配频带，并且在旧式调制解调器被逐步淘汰的情况下，当频率被释放时，可以给频分双工操作分配频带。根据需要，可以使用其他基于变换的滤波器。

参考图10，基于调制重叠变换的滤波器组的交叉频带带来一些可用频率的损耗。在系统中存在许多交叉区的情况下，该损耗可能累加，例如在许多下游频带和上游频带相互间隔分布的情况下。因此，期望以有限数量的(例如一个)此类交叉区来操作此类系统，其中下游方向和上游方向发生改变。

在一个或有限数量的交叉区的情况下，可用频谱的损耗相对较小。然而，可能期望甚至进一步降低可用频谱的损耗。可以通过认识到在仅一个(或有限数量的)交叉频带处需要高频分辨率(例如，锐滤波器特性)来实现进一步的降低。可以通过使用(一个或多个)调制重叠变换(或其他(一个或多个)适当的滤波器组)来在(一个或多个)交叉区处增强滤波器组的性能。可以选择交叉频率范围(例如32个区格)内的输入调制重叠变换的输出信号，并且在移位频率范围内(例如从0Hz开始)将其注入到反向(I)调制重叠变换中。这产生具有这些频率的从0Hz开始发出的信号。具有仅32个区格的小型逆向调制重叠变换通常足以重建该信号，并且然后可以将该信号以非常细锐的交叉区注入数字滤波器中。然后将该信号提供到相同的小尺寸调制重叠变换，并且在原始交叉频率区格处将所得32个区格注入到逆向调制重叠变换中。然后，总体性能具有更细锐的交叉区。获得这种细锐交叉区的滤波器操作将具有延迟，并且其它频率优选地延迟相同量。这种放大器配置针对频率范围的不同部分利用多个不同滤波器。

小型逆向调制重叠变换/滤波器/调制重叠变换的组合可以以任何方式实施，例如，滤波器可以是有限脉冲响应滤波器，或者本身是基于变换的滤波器。

在另一实施例中，可以在所有操作中使用更大尺寸调制重叠变换，从而跨频带获得高频分辨率。这使得计算量适度增加，并且有额外的存储器需求。

参考图11，在期望与放大器一起进行模拟反射消除的情况下，可以使用一个或多个附加数模转换器来实现，例如DAC_DS_C 1100可以将信号注入到此系统中的模数转换器路径中的一个中，例如ADC_DS1110，以减少由模数转换器(例如DAC_US1112)发出的信号的反射。图11示出了在下游路径中实施的此类DAC的示例，但通常，此类DAC可以在系统中包括的ADC中的每一个处实施。在仅需要有限反射消除(例如小于20dB)的情况下，考虑到由单个调制重叠变换处理的信号持续时间，选择最小调制重叠变换大小使得反射主要由所述变换捕获可能是有益的。例如，如果最大反射往返时间为500ns，则变换可以被设计成使得每个变换捕获输入信号的5us重叠窗口。这意味着反射在很大程度上被捕获在由模数转换器捕获的单个变换内，并且对此单个变换与在引起此反射的数模转换器上发出的信号的变换的相关性分析足以捕获该反射的良好近似。在逆向调制重叠变换之前，在系统中可对发出的任何信号(例如，MLTout_US)进行变换，因此除了延迟之外，要关联的信息已经存在。一旦完成相关性分析，就可以在生成反射消除信号的额外逆向调制重叠变换之后将相关系数应用于DAC_DS_C 1100发出的信号。

图11的示例例示了干扰下游路径的上游信号，但是该技术可以同样很好地应用于干扰上游路径的下游信号。

5us的示例性变换大小在系统处理延迟方面产生其倍数，例如3-4倍，使得总延迟为约20us，相当于网络系统中的4km光纤或6km硬线。这使用160km的DOCSIS延迟预算的一部分，但并不过高。

应注意，输入和/或输出可以通过除同轴电缆之外的其它通信介质提供。应注意，放大器可以用于除有线电视网络之外的其它环境中。

此外，前述实施例中的每一个中的每个功能块或各种特征可以由电路实施或执行，电路通常是集成电路或多个集成电路。被设计成执行本说明书中描述的功能的电路可以包括通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用或通用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、或分立硬件部件或其组合。通用处理器可以是微处理器，或者，处理器可以是常规处理器、控制器、微控制器或状态机。上述通用处理器或每个电路可以由数字电路配置，或可以由模拟电路配置。此外，当由于半导体技术进步出现了制造接替当前集成电路的集成电路的技术时，也能够使用这些技术制造的集成电路。

应当理解，本发明不限于已经描述的特定实施例，并且可以在不脱离所附权利要求中限定的本发明范围的情况下在其中作出变化，发明范围如根据通行法律的原则，包括等同原则或将权利要求的可以执行范围扩大到其字面范围之外的任何其他原则所解释的。除非上下文另外指示，否则权利要求中对元件实例数目的引用，无论是对一个实例或多于一个实例的引用，至少需要所述元件的指定实例数目，但并不意图从权利要求的范围中排除具有比所述更多该元件实例的结构或方法。当用于权利要求中时，词语“包括”或其派生词以非排他性含义使用，所述非排他性含义不旨在排除所要求保护的结构或方法中其它元件或步骤的存在。

Claims (34)

1.一种用于有线电视网络的放大器，包括：

(a)所述放大器从输入同轴电缆接收具有频谱的下游模拟输入信号；

(b)所述放大器将所述下游模拟输入信号的所述频谱转换成下游数字输入信号，选择性地修改所述下游数字输入信号的选定频率，将所述修改的下游数字输入信号转换成下游模拟输出信号，并且将所述下游模拟输出信号提供到客户的输出同轴电缆；

(c)所述放大器从所述输出同轴电缆接收具有频谱的上游模拟输入信号；

(d)所述放大器将所述上游模拟输入信号的所述频谱转换成上游数字输入信号，选择性地修改所述上游数字输入信号的选定频率，将所述修改的上游数字输入信号转换成上游模拟输出信号，并且将所述上游模拟输出信号提供到所述输入同轴电缆；

(e)其中，所述放大器不同时提供具有与所述下游模拟输出信号重叠的频率范围的所述上游模拟输出信号。

2.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述下游模拟输入信号由下游输入滤波器和下游前置放大器滤波。

3.根据权利要求2所述的放大器，其中，所述上游模拟输入信号由上游输入滤波器和上游前置放大器滤波。

4.根据权利要求3所述的放大器，其中，所述下游模拟输出信号由下游输出滤波器和下游后置放大器滤波。

5.根据权利要求4所述的放大器，其中，所述上游模拟输出信号由上游输出滤波器和上游后置放大器滤波。

6.根据权利要求5所述的放大器，其中，所述上游模拟输出信号和所述下游模拟输入信号通过输入耦合器一起耦合到所述输入同轴电缆。

7.根据权利要求6所述的放大器，其中，所述下游模拟输出信号和所述上游模拟输入信号通过输出耦合器一起耦合到所述输出同轴电缆。

8.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述下游模拟输出信号由下游输出滤波器以相对于较低频率提供较高频率的增加的方式滤波。

9.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述上游模拟输出信号由上游输出滤波器滤波，以相对于较低频率提供较高频率的增加。

10.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述放大器所述选择性地修改所述下游数字输入信号的选定频率包括使用变换来确定为所述下游数字输入的频域表示的下游变换系数，以及选择性地修改所述下游变换系数。

11.根据权利要求10所述的放大器，其中，所述放大器所述选择性地修改所述上游数字输入信号的选定频率包括使用变换来确定为所述上游数字输入的频域表示的上游变换系数，以及选择性地修改所述上游变换系数。

12.根据权利要求11所述的放大器，其中，所述选择性地修改所述下游数字输入信号的选定频率包括将所述下游变换系数中的一个设置为零。

13.根据权利要求12所述的放大器，其中，所述选择性地修改所述上游数字输入信号的选定频率包括将所述上游变换系数中的一个设置为零。

14.根据权利要求13所述的放大器，其中，何时所述将所述下游变换系数中的一个设置为零与所述将所述上游变换系数中的一个设置为零不发生重合。

15.根据权利要求14所述的放大器，其中，何时所述将所述上游变换系数中的一个设置为零与所述将所述下游变换系数中的一个设置为零不发生重合。

16.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述选择性地修改所述下游数字输入信号的选定频率包括使用变换来确定为所述下游数字输入的频域表示的下游变换系数，以及基于控制器的输出选择性地修改所述下游变换系数。

17.根据权利要求16所述的放大器，其中，所述放大器所述选择性地修改所述上游数字输入信号的选定频率包括使用变换来确定为所述上游数字输入的频域表示的上游变换系数，以及基于所述控制器的输出选择性地修改所述上游变换系数。

18.根据权利要求1所述的放大器，其中，所述下游模拟输出信号的频率范围可由所述放大器调整。

19.根据权利要求18所述的放大器，其中，所述上游模拟输出信号的频率范围可由所述放大器调整。

20.根据权利要求19所述的放大器，其中，所述下游模拟输出信号的所述频率范围与所述上游模拟输出信号的所述频率范围重叠。

21.根据权利要求20所述的放大器，其中，所述下游模拟输出信号的所述频率范围与所述上游模拟输出信号的所述频率范围的所述重叠频率范围不在同一频率处同时提供输出信号。

22.根据权利要求21所述的放大器，还包括控制器，所述控制器向所述放大器提供控制信号，所述控制信号指示所述下游模拟输出信号的所述频率范围和所述上游模拟输出信号的所述频率范围。

23.根据权利要求22所述的放大器，其中，所述控制信号指示所述下游模拟输出信号的所述频率范围和/或所述上游模拟输出信号的所述频率范围的被放大和/或被衰减的部分。

24.根据权利要求21所述的放大器，其中，基于所述下游模拟输入信号和/或所述上游模拟输入信号的功率水平对所述下游模拟输出信号的所述频率范围和/或所述上游模拟输出信号的所述频率范围的部分进行放大和/或衰减。

25.根据权利要求22所述的放大器，其中，所述控制信号由所述放大器从另一放大器接收。

26.根据权利要求21所述的放大器，其中，控制信号由所述放大器接收，所述控制信号指示所述下游模拟输出信号的所述频率范围、所述上游模拟输出信号的所述频率范围、所述下游模拟输出信号的所述频率范围内的频带的大小、所述上游模拟输出信号的所述频率范围内的频带的大小。

27.根据权利要求21所述的放大器，其中，所述放大器在(1)所述重叠频率范围和(2)所述下游模拟输出信号的所述频率范围和所述下游模拟输出信号的所述频率范围中的一者中的防护带中衰减信号。

28.根据权利要求21所述的放大器，其中，所述放大器在所述下游模拟输出信号的频率与所述上游模拟输出信号的频率之间的防护带中衰减信号。

29.根据权利要求21所述的放大器，其中，以下各项中的至少一项成立：(1)所述下游模拟输入信号的频带移位到所述下游模拟输出信号的不同频带，以及(2)所述上游模拟输入信号的频带移位到所述上游模拟输出信号的不同频带。

30.根据权利要求29所述的放大器，还包括将时钟同步信号从所述放大器提供到另一放大器。

31.根据权利要求29所述的放大器，还包括将导频音从所述放大器提供到另一放大器。

32.根据权利要求21所述的放大器，其中，(1)所述将所述下游模拟输入信号的所述频谱转换成下游数字输入信号，和(2)所述将所述修改的下游数字输入信号转换成下游模拟输出信号中的至少一项包括用具有针对第一频率范围的第一锐度的第一滤波器进行第一转换，以及用具有针对第二频率范围的第二锐度的第二滤波器进行第二转换，其中，所述第二锐度大于所述第一锐度。

33.根据权利要求21所述的放大器，还包括模拟反射消除。

34.一种放大器，包括：

(a)所述放大器接收具有频谱的下游模拟输入信号；

(b)所述放大器将所述下游模拟输入信号的所述频谱转换成下游数字输入信号，选择性地修改所述下游数字输入信号的选定频率，将所述修改的下游数字输入信号转换成下游模拟输出信号，并且提供所述下游模拟输出信号；

(c)所述放大器接收具有频谱的上游模拟输入信号；

(d)所述放大器将所述上游模拟输入信号的所述频谱转换成上游数字输入信号，选择性地修改所述上游数字输入信号的选定频率，将所述修改的上游数字输入信号转换成上游模拟输出信号，并且提供所述上游模拟输出信号；

(e)其中，所述放大器不同时提供具有与所述下游模拟输出信号重叠的频率范围的所述上游模拟输出信号。