CN117978195A - 一种超外差式接收机中多音交调的优化方法及其实现电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超外差式接收机中多音交调的优化方法及其实现电路，该方法包括如下步骤：S1，设置耦合检波电路实现接收信号的检波并将射频信号转化为数字电压信号；S2，利用N路放大电路对检波产生的数字电压信号进行等比例放大；S3，对放大后的检波电压进行N档分段，并通过比较电路进行N档不同电压档位的比较；S4，根据N个档位的电压比较结果实时控制数控衰减；S5，通过数控衰减实现接收链路的多音交调调整，实时保证链路多音交调最优值。该优化方法实现效果显著，可解决困扰超外差式接收机射频链路工程应用的实际问题，是一种可进行推广应用的新型超外差式接收机中多音交调的优化方法。因此，适宜推广应用。

Description

一种超外差式接收机中多音交调的优化方法及其实现电路

技术领域

本发明涉及微波毫米波技术领域，具体地说，是涉及一种超外差式接收机中多音交调的优化方法及其实现电路。

背景技术

对于通信和雷达系统而言，其工作目标为获取更多的目标信息；但是，随着现代电磁环境日益复杂，雷达几各类通信系统周边很大程度上会存在各种各样的干扰信号，如调频广播、通信基站等，其生存环境面临巨大挑战；尤其是在沿海和近海环境，其电磁辐射源数量多，信号的密集程度更高、复杂性更强；通信侦查接收机往往需要存在大信号的情况下，对小信号实现高概率侦收、宽带大动态接收是通信侦查接收机的发展趋势。

当今世界上所使用的无线电接收机，绝大部分是超外差式接收机，超外差接收机的基本原理如图1所示。

超外差式接收机的基本原理为：由天线接收空间电磁波信号，该信号经放、滤波后混频至中频端采用滤波器滤除混频交调后由AD进行采样；超外差式接收机会因为引入一个本振或多个本振而使其有更多的虚假响应；这些虚假响应的存在，对接收机系统的主要影响为：产生虚假信号，造成错误接收；引起目标信号参数改变，影响对目标信号进行正确的测量、分析和识别；使输出信号的质量下降，严重时甚至无法输出所需要的目标信号，该类虚假响应直接影响着接收机无虚假响应动态范围的提升。

影响接收机无虚假响应动态范围的因素主要有：直通的中频信号、镜频信号、输入信号与本振信号在混频器中形成的组合信号；在非线性条件下，分中频(中频/n)信号和分信号频率(信号频率/n)信号也都会形成虚假信号；多信号输入到已进入非线性的部件，当它们之间的频率关系满足特定关系时，也会产生虚假响应，典型的是二阶和三阶互调虚假响应，即多音交调。

根据多音无虚假动态范围这一术语，可以容易的把它理解为当两个同时到达信号处在这个范围内时，接收机不会产生任何虚假信号，由于两个信号可以有许多不同的频率和幅度组合，故采用统一的输入条件以估计接收机的性能。能确定输入条件的一般方法是两个幅度及其频率相同的信号处在接收机输入带宽之内。在这种条件下，多半产生的虚假信号是三阶互调谐波，因此主要讨论三阶互调谐波。

如果接收机工作在它的线性区域，输入端上的两个信号会在输出端上产生两个信号，并且不会产生与谐波有关的虚假信号，当输入信号很强且把接收机中的某些部件激励到进入非线性区域时，则接收机的输入和输出之间的关系可以写成：

V_O＝a₁V_i+a₂V_i ²+a₃V_i ³+...

公式中V_O和V_i分别为输出和输入电压，a₁，a₂，a₃...为常数；

公式中的第二项会产生二次谐波，其频率为输入信号频率的两倍。通常，在带宽小于倍频程的接收机中，二次谐波不是主要的影响，因为二次谐波会落在接收机的通带之处。如果接收机带宽超过一个倍频程，则二次谐波有大的影响。

三阶互调产物是由两个不同频率的同时到达输入信号产生的。简化起见，两个信号可表示为：

V_i＝cosw₁t+cosw₂t

假定两个信号有相同的幅度和相位，则a₃V_i ³产生的项包含有

cos(2w₁t-w₂t)和cos(2w₂t+w₁t)

公式中w₁和w₂为两个输入信号的角频率，三阶互调谐波示于图2中。

三阶互调产物极为重要，因为它们是可能落在接收机铜带内的最低阶互调产物。这就是为什么三阶互调产物通常被用作双音无虚假动态范围上限的原因，在射频放大器中三阶互调也是一个非常重要的性能特性。

二阶和三阶互调可用图示的一条输入对输出的关系曲线表示。基波频率的输入与输出的关系用斜率为1的直线表示。二阶互调产物斜率为2：1，而三阶互调产物斜率为3:1，它们的渐近线与基波的渐近线相交，其交点成为二阶和三阶截交点。三阶截交点通常在放大器的技术指标中给定。如已知二阶和三阶截交点以及输入点平，则可从图中计算出二阶和三阶互调产物的幅度。三阶互调产物可以通过两根直线的交点获得：三阶线和一根平行于Y轴的线。斜率为3：1的三阶线可表示为：

平行于Y轴的线为：

x＝P_i

由于公式中所有单位都用dB或dBm表示，组合多个方程可得到参考输出端的三阶互调为：

y＝IM₃＝3(P_i+G)-2Q₃ dBm

式中P_i是任何一个信号的输入功率电平(由于两个信号具有相同的幅度)，G为接收机线性区域内的增益，Q₃为参考输出端的三阶截交点。

同样，二次谐波产物(参考输出端)为：

IM₂＝2(P_i+G)-Q₂dBm

式中Q₂是参考输出端的二阶截交点。

如果输入信号和截交点是已知的，则可以计算互调的幅度，然后，利用二阶和三阶互调产物赖确定动态范围，最合理的假定是，如果互调幅度等于接收机的噪声电平，则输入信号就处在动态范围的上限，噪声电平为：

N_i＝F_T-114+10LOGB_R dBm

式中F_T为接收机的噪声系数，B_R是射频带宽(MHz)。命令三阶互调等于N_i，则：

IM₃＝N_i+G dBm

上式中IM₃是以输出端为参考，而接收机噪声N_i是以输入电平为参考，可得：

N_i+G＝3P_i+3G+2Q₃

相应的互调产物输入电平为：

如果双音无虚假动态范围(DR)是根据该输入功率电平比基底噪声来定义，则：

应用类似的方法，在基底噪声上产生二次谐波的输入信号电平为：

相应的动态范围为：

动态范围的下线是基底噪声，接收机的门限应高于基底噪声。换句话说，接收机的动态范围总是低于这个方程的值。

根据上述公式的结果，截交点值越高，动态范围越大。然而，在另一方面，放大增益越高，动态范围越小，因此，在接收机设计中，必须谨慎的兼顾灵敏度和动态范围。

对于更一般的情况，即考虑中的两个输入信号的幅度不等的情况，这是三阶互调电平可通过下列公式近似计算：

IM₃＝2P₁+P₂-2Q₃+3GdBm对2f₁-f₂

IM₃＝2P₂+P₁-2Q₃+3GdBm对2f₂-f₁

公式中f₁和f₂是幅度分别为P₁和P₂的信号频率。

在接收机系统设计中，多音交调的设计时至关重要的技术指标，当空间中出现多个大功率信号时，如果多音交调指标不足，会导致接收系统恶化严重，直接影响雷达系统对目标的识别提取，严重时会导致系统阻塞。

而多音交调指标的设计与接收系统的技术与指标环环相扣，例如同等条件下提升多音交调需要尽量提升射频链路的三阶交调指标，将放大器往链路后级移动，这会恶化接收链路的噪声系统指标，从而恶化整个系统的灵敏度；而在相同条件下，降低射频接收链路的增益，可以优化多音互调指标，而增益的降低往往给接收链路的后级(AD采样)造成困扰。

因此，在不牺牲接收系统整体性能的情况下提升多音交调的指标是接收系统设计的难点，国内外相关专家在该领域已展开过技术研究，例如：通过前级的功率检测后，将信号直采给AD采样芯片，AD采样芯片根据输入信号功率的大小灵活的控制接收系统链路增益，该方式的实现可优化多音交调，但是缺点在于通过AD采样的方式需要响应时间，无法实现实时的功率调整，降低系统的响应时间，且引入数字器件后成本较高；另一种优化接收链路多音交调指标的方式为通过功率检波，采用模拟的运放电路进行放大比较，但是该方式控制手段单一，对接收系统的增益控制不够灵活。

发明内容

本发明的目的在于提供一种超外差式接收机中多音交调的优化方法及其实现电路，主要解决现有多音交调方式中无法实现实时的功率调整，降低了系统的响应时间的问题。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，包括如下步骤：

S1，设置耦合检波电路实现接收信号的检波并将射频信号转化为数字电压信号；

S2，利用N路放大电路对检波产生的数字电压信号进行等比例放大；

S3，对放大后的检波电压进行N档分段，并通过比较电路进行N档不同电压档位的比较；

S4，根据N个档位的电压比较结果实时控制数控衰减；

S5，通过数控衰减实现接收链路的多音交调调整，实时保证链路多音交调最优值。

进一步地，在所述步骤S1中，将输入频率范围内的最低功率信号P_min和最高功率信号P_max经过耦合检波后转化成对应的电压值，即V_min和号V_max。

进一步地，在所述步骤S3中，N档不同电压档位的比较电平分别为V₁,V₂,…,V_n；当输入的工作电压小于参考的比较电平时，比较电路输出低电平；当输入的工作电压大于参考的比较电平时，比较电路输出高电平；比较电路输出的该电压信号直接用于控制相应的衰减量级，即：

当输入信号功率为P时，检波输出电压为V，该电压经放大电路后输出电压为V₀，该电压被切割为N-1个电压范围；得到最终控制结果为：

ATT＝ATT1+ATT2+…+ATTN

＝[V₀-V₁]*2+[V₀-V₂]*2²+…+[V₀-V_n]*2ⁿ

式中，ATT为可调衰减位，ATT1、ATT2...ATTN表示不同的衰减位；[V₀-V₁]表示根据两者差值取整，当结果为正值时为1，当结果为负值时为0。

进一步地，在所述步骤S4中，实时控制数控衰减的具体方式为：

接收链路中输入信号的功率为P，输出信号的功率为P₀，链路增益为G；多音交调的优化后：

P₀＝P+G

G＝G_A-ATT

通过G_A与ATT的自适应可调，使得P₀值保持一致，即接收机的链路增益随输入功率实时变化。

基于上述优化方法，本发明还提供一种超外差式接收机中多音交调的优化电路，包括耦合检波电路，与耦合检波电路相连的多路放大电路和可调衰减电路，与多路放大电路和可调衰减电路均相连的多路比较电路；以及与可调衰减电路相连的末级放大电路。

进一步地，在本发明中，所述耦合检波电路包括输入端接收功率信号的耦合器，与耦合器耦合相连的检波器，以及与耦合器的输出端相连的第一放大器；其中，所述检波器与多路放大电路相连；所述第一放大器与可调衰减电路相连。

进一步地，在本发明中，所述放大电路由并联的多路放大器组成；所述多路比较电路由多路并联的比较器组成；每路放大器输出对应一路比较器的输入。

进一步地，在本发明中，所述可调衰减电路包括输入端接入第一放大器的输出信号、控制端接入前n-a路控制码的第一可调衰减器，与第一可调衰减器的输出端相连的第二放大器，以及输入端与第二可调放大器的输出端相连、控制端接入后a路控制码的第二可调衰减器；其中，第二可调衰减器的输出端连接至末级放大电路。

进一步地，在本发明中，所述末级放大电路包括输入端与第二可调衰减器的输出端相连的第三放大器，以及输入端与第三放大器的输出端相连的第三可调衰减器。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

(1)本发明的多音交调的优化方法，在接收链路中加入多级的增益控制方法，采用多路比较的方法，既弥补了AD采样方式在响应时间上的缺点，做到灵活控制、降低成本，又弥补了单运放方式在接收链路中应用时无法对各功率范围进行有效匹配的缺点，经工程验证，该超外差式接收机中多音交调的优化方法实现效果显著，可解决困扰超外差式接收机射频链路工程应用的实际问题，是一种可进行推广应用的新型超外差式接收机中多音交调的优化方法。

(2)本发明方法应用于接收链路中可以进一步提升接收机的动态范围，通过自适应调整接收电路增益的同时，提升系统的动态范围和多信号的检测能力，使得超外差式接收机接收信号功率范围广、应用场景多。

(3)本发明可以有效提升接收链路的响应时间；相比于传统的通过AD/DA的方式，该方式可以实时的实现功率控制，使系统能够快速的实现功率自适应，且采用该方法后使得原有的AD/DA的方法尺寸更小、功耗更低、成本大幅降低，是一种更简化的且行之有效的提升超外差式接收机中多音交调的方法。

(4)本发明相比单检波比较的方法，使得接收系统的功率调整精度更高，功率适应范围更广；原有的单检波比较的方法仅可实现单一功率范围的功率切换，而采用本发明专利所提供的一种超外差式接收机中的多音交调的优化方法，可以使接收链路可以再多个功率范围内实现功率自适应，兼顾不同的频率分段。

(5)本发明在提升多音交调抑制能力的同时，得到噪声系数的兼顾，弥补现有提升多音交调时恶化噪声系数方法的缺陷；本发明所有部件和电路均基于小型化设计理念及电装工艺进行生产装配，集成密度显著提升，大大减小了电路尺寸，具有体积小、性能稳定、指标一致性高等特点，同时具有良好的输入输出匹配，适合批量化生产，生产成本大大减小，适用于雷达、卫星通信、电子对抗等各类微波系统中。

附图说明

图1为现有技术的超外差式接收机工作原理图。

图2为现有技术的三阶互调谐波示意图。

图3为本发明的流程示意图。

图4为本发明的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。

实施例

如图3所示，本发明公开的一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，该方法中，将输入频率范围内的最低功率信号P_min和最高功率信号P_max经过耦合检波后转化成对应的电压值，即V_min和号V_max。该电压经放大电路进行放大后，放大至相应的电压范围进行比较，其中N路的比较电平分别为：V₁,V₂,…,V_n；当输入的工作电压小于参考的比较电平时，比较电路输出低电平；当输入的工作电压大于参考的比较电平时，比较电路输出高电平；比较电路输出的该电压信号直接用于控制相应的衰减量级，即：

当输入信号功率为P时，检波输出电压为V，该电压经放大电路后输出电压为V₀，该电压被切割为N-1个电压范围；即：

表1 V₀被切割为N-1个电压范围表

即得到最终控制结果为：

ATT＝ATT1+ATT2+…+ATTN

＝[V₀-V₁]*2+[V₀-V₂]*2²+…+[V₀-V_n]*2ⁿ

式中，ATT为可调衰减位，ATT1、ATT2...ATTN表示不同的衰减位；[V₀-V₁]表示根据两者差值取整，当结果为正值时为1，当结果为负值时为0。ATT的值通过运放电压和比较电压结果进行选取。

接收链路中输入信号的功率为P，输出信号的功率为P₀，链路增益为G；多音交调的优化后：

P₀＝P+G

G＝G_A-ATT

接收系统在工程应用时，空间辐射的功率信号P是有一定范围的功率信号，通过G_A与ATT的自适应可调，使得P₀值保持一致，即接收机的链路增益随输入功率实时变化。

同理，接收链路相应的互调产物输入电平为：

双音无虚假动态范围(DR)是根据该输入功率电平比基底噪声来定义，则：

应用类似的方法，在基底噪声上产生二次谐波的输入信号电平为：

相应的动态范围为：

动态范围的下线是基底噪声，接收机的门限应高于基底噪声。换句话说，接收机的动态范围总是低于这个方程的值。

对于更一般的情况，即考虑中的两个输入信号的幅度不等的情况，这是三阶互调电平可通过下列公式近似计算：

IM₃＝2P₁+P₂-2Q₃+3GdBm对2f₁-f₂

IM₃＝2P₂+P₁-2Q₃+3GdBm对2f₂-f₁

公式中f₁和f₂是幅度分别为P₁和P₂的信号频率。

通过引入该超外差接收机中多音交调的优化方法后，可以灵活的调整输入接收链路G值，使得接收链路的整体多音交调水平保持在最优值。

如图4所示，基于上述优化方法，本实施例还提供一种超外差式接收机中多音交调的优化电路，包括耦合检波电路，与耦合检波电路相连的多路放大电路和可调衰减电路，与多路放大电路和可调衰减电路均相连的多路比较电路；以及与可调衰减电路相连的末级放大电路。

其中，所述耦合检波电路包括输入端接收功率信号的耦合器，与耦合器耦合相连的检波器，以及与耦合器的输出端相连的第一放大器；其中，所述检波器与多路放大电路相连；所述第一放大器与可调衰减电路相连。

在本实施例中，所述放大电路由并联的多路放大器组成；所述多路比较电路由多路并联的比较器组成；每路放大器输出对应一路比较器的输入。

在本实施例中，所述可调衰减电路包括输入端接入第一放大器的输出信号、控制端接入前n-a路控制码的第一可调衰减器，与第一可调衰减器的输出端相连的第二放大器，以及输入端与第二可调放大器的输出端相连、控制端接入后a路控制码的第二可调衰减器；其中，第二可调衰减器的输出端连接至末级放大电路。其中，单个衰减器可实现的衰减度为30dB，仅能将动态范围提升30dB,而设置成两级衰减的话，可以将动态范围提升60dB，可以实现接收系统的大动态，而该大动态的提升是单个衰减器难以实现的。而对于哪些比较结果进入第二个衰减器，根据衰减器的档位而定。在本实施例中，根据现有的衰减器档位常为1、2、4、8、16dB，故可设置成前五个比较结果进入第一个衰减器，后五个比较结果进入第二个衰减器。

在本实施例中，所述末级放大电路包括输入端与第二可调衰减器的输出端相连的第三放大器，以及输入端与第三放大器的输出端相连的第三可调衰减器。

通过上述设计，本发明在接收链路中加入多级的增益控制方法，采用多路比较的方法，既弥补了AD采样方式在响应时间上的缺点，做到灵活控制、降低成本，又弥补了单运放方式在接收链路中应用时无法对各功率范围进行有效匹配的缺点，经工程验证，该超外差式接收机中多音交调的优化方法实现效果显著，可解决困扰超外差式接收机射频链路工程应用的实际问题，是一种可进行推广应用的新型超外差式接收机中多音交调的优化方法。

上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1，设置耦合检波电路实现接收信号的检波并将射频信号转化为数字电压信号；

S2，利用N路放大电路对检波产生的数字电压信号进行等比例放大；

S3，对放大后的检波电压进行N档分段，并通过比较电路进行N档不同电压档位的比较；

S4，根据N个档位的电压比较结果实时控制数控衰减；

S5，通过数控衰减实现接收链路的多音交调调整，实时保证链路多音交调最优值。

2.根据权利要求1所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，其特征在于，在所述步骤S1中，将输入频率范围内的最低功率信号P_min和最高功率信号P_max经过耦合检波后转化成对应的电压值，即V_min和号V_max。

3.根据权利要求2所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，其特征在于，在所述步骤S3中，N档不同电压档位的比较电平分别为V₁,V₂,…,V_n；当输入的工作电压小于参考的比较电平时，比较电路输出低电平；当输入的工作电压大于参考的比较电平时，比较电路输出高电平；比较电路输出的该电压信号直接用于控制相应的衰减量级，即：

当输入信号功率为P时，检波输出电压为V，该电压经放大电路后输出电压为V₀，该电压被切割为N-1个电压范围；得到最终控制结果为：

ATT＝ATT1+ATT2+…+ATTN＝[V₀-V₁]*2+[V₀-V₂]*2²+…+[V₀-V_n]*2ⁿ

式中，ATT为可调衰减位，ATT1、ATT2...ATTN表示不同的衰减位；[V₀-V₁]表示根据两者差值取整，当结果为正值时为1，当结果为负值时为0。

4.根据权利要求3所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，其特征在于，在所述步骤S4中，实时控制数控衰减的具体方式为：

接收链路中输入信号的功率为P，输出信号的功率为P₀，链路增益为G；多音交调的优化后：

P₀＝P+G

G＝G_A-ATT

通过G_A与ATT的自适应可调，使得P₀值保持一致，即接收机的链路增益随输入功率实时变化。

5.一种超外差式接收机中多音交调的优化电路，其特征在于，用于实现如权利要求1～4任一项所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，包括耦合检波电路，与耦合检波电路相连的多路放大电路和可调衰减电路，与多路放大电路和可调衰减电路均相连的多路比较电路；以及与可调衰减电路相连的末级放大电路。

6.根据权利要求5所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化方法，其特征在于，所述耦合检波电路包括输入端接收功率信号的耦合器，与耦合器耦合相连的检波器，以及与耦合器的输出端相连的第一放大器；其中，所述检波器与多路放大电路相连；所述第一放大器与可调衰减电路相连。

7.根据权利要求6所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化电路，其特征在于，所述放大电路由并联的多路放大器组成；所述多路比较电路由多路并联的比较器组成；每路放大器输出对应一路比较器的输入。

8.根据权利要求7所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化电路，其特征在于，所述可调衰减电路包括输入端接入第一放大器的输出信号、控制端接入前n-a路控制码的第一可调衰减器，与第一可调衰减器的输出端相连的第二放大器，以及输入端与第二可调放大器的输出端相连、控制端接入后a路控制码的第二可调衰减器；其中，第二可调衰减器的输出端连接至末级放大电路。

9.根据权利要求8所述的一种超外差式接收机中多音交调的优化电路，其特征在于，所述末级放大电路包括输入端与第二可调衰减器的输出端相连的第三放大器，以及输入端与第三放大器的输出端相连的第三可调衰减器。