CN117728680A - 一种dc-dc变换器及其控制方法、装置和存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种DC‑DC变换器的控制方法、装置、DC‑DC变换器和存储介质，该方法包括：根据DC‑DC变换器在上一采样时刻的输出电压和开关控制量，计算得到当前采样时刻的初始状态预测量后，结合输出参考电压预测量，计算得到当前采样时刻的稳态误差；根据输出参考电压预测量和当前采样时刻的稳态误差，计算得到当前采样时刻的虚拟参考电压量后，结合当前采样时刻的初始状态预测量和稳态误差，计算得到当前采样时刻的开关控制量；根据当前采样时刻的开关控制量，控制开关管的占空比。该方案，通过对DC‑DC变换器的控制器的延时补偿，有利于提高DC‑DC变换器的控制器的控制算法的跟踪精度与完备性。
Description
技术领域
本发明属于DC-DC变换器技术领域，具体涉及一种DC-DC变换器的控制方法、装置、DC-DC变换器和存储介质，尤其涉及一种DC-DC变换器的虚拟电压自适应的连续控制集模型预测控制延时补偿方法、装置、DC-DC变换器和存储介质。
背景技术
在DC-DC变换器的控制中，将连续集模型预测控制方法应用于DC-DC变换器，能够完全消除稳态误差。模型预测控制(model predictive control，MPC)是一种有别于相关方案中控制的新型控制方式，他通过用系统模型来计算并预报受控变量的未来值，并使用一个最优准则来选择合适的操作。模型预测控制结合了滞环控制暂态运行的优点和最优脉宽控制稳态运行的优点。由于数字平台的发展，模型预测控制在电力电子领域的应用研究也日趋热化。
然而，模型预测控制方法始终存在着在线计算量大的特点，会产生很大的动作延时，因此，为了提高DC-DC变换器的控制器的控制算法的跟踪精度与完备性，通常需要考虑DC-DC变换器的控制器的延时补偿问题。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种DC-DC变换器的控制方法、装置、DC-DC变换器和存储介质，以解决将连续集模型预测控制方法应用于DC-DC变换器时，由于模型预测控制方法的在线计算量大，会产生很大的动作延时，影响了控制算法的跟踪精度与完备性的问题，达到通过对DC-DC变换器的控制器的延时补偿，有利于提高DC-DC变换器的控制器的控制算法的跟踪精度与完备性的效果。
本发明提供一种DC-DC变换器的控制方法中，所述DC-DC变换器的主电路，具有开关管；所述DC-DC变换器的控制方法，包括：按设定的采样周期，获取所述DC-DC变换器在每个采样时刻的输出电压，并获取所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量；根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；存储所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，并存储所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差；根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量；根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量；根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比。
在一些实施方式中，根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，包括：根据以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量：
其中，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，Uor(k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输出电压，Dv(k-1|k-2)为所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻k-1的开关控制量，TS为设定的采样周期，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值。
在一些实施方式中，根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，包括：按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差：
其中，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量。
在一些实施方式中，根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，包括：按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量：
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1)；
其中，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，s为比例系数、且0<s≤1，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差。
在一些实施方式中，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到的所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，是经延时补偿后的开关控制量。
在一些实施方式中，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，包括：联立以下两个公式，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量：
其中，J为代价函数，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，λe为误差系数，即控制稳态误差量在代价函数中所占的比重；e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差；Dv(k|k-1)为所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻k的开关控制量，L为所述DC-DC变换器的输出滤波电感的电感值，Ui(k-1︱k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输入电压，Rc为所述DC-DC变换器的输出滤波电容上的等效串联电阻。
在一些实施方式中，根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，包括：将所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，进行滞环限幅处理和脉宽调制后，生成用于控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，以根据生成的所述占空比，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管。
与上述方法相匹配，本发明另一方面提供一种DC-DC变换器的控制装置中，所述DC-DC变换器的主电路，具有开关管；所述DC-DC变换器的控制装置，包括：获取单元，被配置为按设定的采样周期，获取所述DC-DC变换器在每个采样时刻的输出电压，并获取所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量；控制单元，被配置为根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；存储单元，被配置为存储所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，并存储所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差；所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量；所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量；所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，包括：根据以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量：
其中，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，Uor(k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输出电压，Dv(k-1|k-2)为所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻k-1的开关控制量，TS为设定的采样周期，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，包括：按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差：
其中，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，包括：按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量：
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1)；
其中，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，s为比例系数、且0<s≤1，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到的所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，是经延时补偿后的开关控制量。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，包括：联立以下两个公式，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量：
其中，J为代价函数，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，λe为误差系数，即控制稳态误差量在代价函数中所占的比重；e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差；
Dv(k|k-1)为所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻k的开关控制量，L为所述DC-DC变换器的输出滤波电感的电感值，Ui(k-1︱k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输入电压，Rc为所述DC-DC变换器的输出滤波电容上的等效串联电阻。
在一些实施方式中，所述控制单元，根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，包括：将所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，进行滞环限幅处理和脉宽调制后，生成用于控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，以根据生成的所述占空比，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种DC-DC变换器，包括：以上所述的DC-DC变换器的控制装置。
与上述方法相匹配，本发明再一方面提供一种存储介质，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行以上所述的DC-DC变换器的控制方法。
由此，本发明的方案，通过针对DC-DC变换器，按设定的采样时刻，获取DC-DC变换器的上一采样时刻的输出电压，并基于上一采样时刻的输出电压，使用初始状态预测模型，预测当前采样时刻的输出电压预测观测量；根据上一采样时刻的输出电压，计算当前采样时刻的稳态误差；根据当前采样时刻的稳态误差，计算当前采样时刻的虚拟参考电压量；根据当前采样时刻的虚拟参考电压量，并结合虚拟电压参考误差，计算得到对应代价函数最小的最佳开关控制量；所述最佳开关控制量经脉宽调制后输出PWM脉冲波，进而控制所述DC-DC变换器的功率开关；从而，通过对DC-DC变换器的控制器的延时补偿，有利于提高DC-DC变换器的控制器的控制算法的跟踪精度与完备性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的DC-DC变换器的控制方法的一实施例的流程示意图；
图2为本发明的DC-DC变换器的控制装置的一实施例的结构示意图；
图3为高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略的框图；
图4为Buck变换器的基本拓扑示意图；
图5为Buck变换器的输出电压波形示意图；
图6为基于虚拟参考量的自适应方法原理的曲线示意图；
图7为没有任何延迟时的理想情况的曲线示意图；
图8为未做补偿时的延时情况的曲线示意图；
图9为延时补偿完成时的情况的曲线示意图；
图10为Buck变换器的输出稳态电压的曲线示意图；
图11为Buck变换器的输入电压突变时电压波形；
图12为Buck变换器的输出稳态电流的曲线示意图；
图13为Buck变换器的输入电压突变时电流波形示意图。
结合附图，本发明实施例中附图标记如下：
102-获取单元；104-存储单元；106-控制单元。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
DC-DC变换器的控制器延时误差原因分析：在提出延时补偿控制策略之前，可以先分析DC-DC变换器在应用过程中可能造成的延时。DC-DC变换器在应用过程中最常见和显著产生延迟的原因如下所示：
a、测量信号造成的延时：DC-DC变换器的测量信号通常采样时是一个固定的频率值，即开关频率。通常模数转换也会有一个延时，尽管很小，大概1us左右。
b、向上传输通讯所造成的延时：数字计算通常被传输到一个具体的运算单元，比如可以是一个可编程逻辑控制器(FPGA)，一个数字信号处理器(DSP)，或者是一个中央信号处理单元(CPU)，在如上一系列情况下，通信延时通常有10us甚至更多。
c、计算造成的延时：预测控制算法是在每个通讯单元下运行的。新的开关矢量计算与作用需要具体的控制算法时钟循环周期数，即具体的延迟时间从几十个周期到成千上万个周期都有。算力资源同样会被其他进程影响，比如说外部控制环和监控任务，这些都会削弱预测控制器可用的计算能力并增加计算延时。如果一些状态或者被控变量无法被测量，那么需要先构建一个观测器去观测他们，这进一步增加了计算延时。由此，即使是最简单的预测控制器通常也存在至少10μs的计算延时。
d、向下传输通讯造成的延时：新的开关矢量计算好后发送给变换器的过程称为向下传输过程，通常会产生一定时间的延时。
e、动作延时：在应用开关控制量之前，通常使用一个保护环节以使开关控制量可靠的作用于开关半导体，避免冗余错误开关控制量的作用，比方说三相控制器的上下桥臂不能直通等等。在换流之前，通常门极驱动和额外的互锁时间会造成进一步的延时。比如说有门极换流晶闸管，他的互锁延时通常可以达到几微秒。
上述总结的各种典型延时情况加起来甚至会造成功率变换器启动时出现上百微秒的延时。
在一些方案中提供了一种DC-DC变换器的模型预测自适应控制方法，包括：实时获取DC-DC变换器当前采样时刻的输出电压；基于当前采样时刻的所述输出电压和输出参考电压预测量计算稳态误差；基于所述稳态误差和所述输出参考电压预测量进行自适应判断并生成虚拟参考电压；所述虚拟参考电压经滞环限幅后通过连续集模型预测控制输出占空比；所述占空比经脉宽调制后输出PWM脉冲波，进而控制所述DC-DC变换器的功率开关。该方案为一种连续集模型预测控制，并采用基于虚拟参考电压的自适应方法，消除了模型预测控制器固有的及当系统产生模型失配时的稳态误差，且无需构造复杂的系统扰动观测器。
上述方案，详述了将连续集模型预测控制应用于DC-DC变换器并完全消除稳态误差的方法，但该方案中产生其他延时的原因是代价函数参考变量需要未来值。通常认为未来参考值与实际参考值相同，该假设适用于参考值为恒定值或采样频率大于参考变量频率的情况。然而，在动态瞬时以及采用虚拟参考时，受控变量与参考变量将会出现延时，为了消除延时，需要计算未来参考变量。因此，本发明的方案，提出一种DC-DC变换器的控制方法，具体是一种DC-DC变换器的虚拟电压自适应的连续控制集模型预测控制延时补偿方法，对预测控制延时补偿策策略的计算方法进行了说明，以完成预测量对控制量更好地跟踪效果。
根据本发明的实施例，提供了一种DC-DC变换器的控制方法，如图1所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。所述DC-DC变换器的主电路，具有开关管，如可控开关管S。为了便于理解本发明的方案高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，以Buck电路为例说明本发明的方案的具体执行过程。图4为Buck变换器的基本拓扑示意图。如图4所示，Buck变换器的基本拓扑中，Ui为Buck变换器的输入电压，S为可控开关管，D为二极管，L为输出滤波电感，C为输出滤波电容，Rc为输出滤波电容C上的等效串联电阻，R为负载电阻，Uo为输出电压，iL为电感电流。输入电压Ui的正极，连接至可控开关管S的源极，可控开关管S的漏极，经输出滤波电感L、输出滤波电容C上的等效串联电阻Rc、以及输出滤波电容C后，与输入电压Ui的负极相连。负载电阻R，设置在Buck变换器的输出端，与输出滤波电容C上的等效串联电阻Rc、以及输出滤波电容C的串联支路并联；Buck变换器的输出端，能够输出电压Uo。可控开关管S的漏极，还与二极管D的阴极相连；二极管D的阳极，与输入电压Ui的负极相连。
Buck电路工作在连续导电模式(Continuous Conduction Mode,CCM)时，其电感电流的时域表达式为：
式中，s(t)为开关函数，开关闭合时其值为1，开关断开时其值为0。
当输出滤波电容上的等效串联电阻Rc足够大时，Buck变换器输出电压纹波可以近似为Rc上的纹波，即可视为其为线性变化。
在一些方案中，假定DC-DC变换器工作在一个理想状态，即在采样测量值在应用新的开关状态之前无延时。图5为Buck变换器的输出电压波形示意图，图6为基于虚拟参考量的自适应方法原理的曲线示意图，图7为没有任何延迟时的理想情况的曲线示意图。具体如图5、图6和图7所示，DC-DC变换器的输出电压量Uo(k)在时间步长为k的时候采样。与之相对应的开关的占空比量Dv(k)是在一个极短的开关时间内计算的，并在第k步和第k+1个步长时间内应用。接下来电流再一次在第k+1步长时刻采样，同样此时计算开关的占空比量Dv(k+1)，一直往复下去。
在实际工作中采用模型预测控制时，若数字控制器自身进入中断函数、执行数据计算等，存在固有延时，则通常将本周期计算出的占空比在下一周期开始时加载给数字PWM模块，这就造成了一个周期的控制延时，会影响系统的性能。为解决这一问题，需要对DC-DC变换器的控制器进行延时补偿。
在本发明的方案中，如图1所示，所述DC-DC变换器的控制方法，包括：步骤S110至步骤S170。
在步骤S110处，按设定的采样周期，如按设定的采样周期TS，获取所述DC-DC变换器在每个采样时刻的输出电压，如所述DC-DC变换器主电路的输出电压Uor；并获取所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，如在k-2步长时刻计算好的开关控制量。
在步骤S120处，根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，如DC-DC变换器的输出电压在k步长时刻的初始状态预测量也即k时刻的电压预测观测值/>
在步骤S130处，存储所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，并所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量。
在步骤S140处，根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，如k时刻的稳态误差e(k|k-1)。
在步骤S150处，根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，如k时刻的虚拟参考电压量Udref_v(k+1|k)。
在步骤S160处，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，如延时补偿模块输出的开关控制量Dv(k|k-1)。
在步骤S170处，根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比。
在本发明的方案中，提供了对DC-DC变换器的控制器的延时补偿策略。图3为高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略的框图。在图3所示的例子中，增加了预测控制的延时补偿，作用是减少预测控制由于在线计算量大导致的稳态电压跟踪误差。本发明的方案所提出的模型预测自适应控制延时补偿框图如图3所示，具体的预测控制延时补偿方法如下所示：
为了简化描述，直接将所有时间延迟Td近似等同为一个采样周期Ts。定义在k步长中预测到的开关控制量为Dv(k)。接下来的表述中使用Uor(k|k)定义为在k步长时刻中预测的k时刻控制量。一个采样时刻的延时导致Dv(kk)会在下一个步长时刻k+1才应用。
图5给出了CCM下Buck变换器输出电压在一个控制周期内的变化波形图，图5中Uo(k)为k时刻输出电压，Uo(k+1)为(k+1)时刻输出电压值，D为占空比，TS为采样周期，Udref为输出参考电压预测量，fu及fd分别为电压上升及下降斜率。稳态下，开关管S开通时输出电压上升，关闭时输出电压下降，其上升及下降斜率一定。考虑式(1-1)，可以得出输出电压的模拟上升下降斜率为：
得到输出电压的上升下降斜率后，就可以预测下一采样时刻即k时刻的输出电压预测值为：
Uo(k)＝Uo(k-1)+fuDv(k-1)TS+fd(1-Dv(k-1))TS (2)。
通常对延时进行补偿的方式都是采用数字控制方式。为了实现预测控制的延时补偿，需要在每一个采样周期内使用系统的预测模型表达式增加一步额外的预测。具体实施方式是，采用2步预测的方法进行延时补偿，使用k-1时刻电压采样值Uor(k-1)，k-2时刻预测的开关控制量Dv(k-1|k-2)以及相对应的上升斜率fur和下降斜率fdr，式(1)、式(2)为一些方案中提出的k-1时刻的电压预测量表达式，可以将式(2)改写为：
式中，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值，Uor为本发明自适应方法实际的输出电压。
为了达到这一目标，在实际工程中可以设计2个变量，对上一周期计算出的占空比和输出电压预测观测量进行存储，从而根据式(3)可以得到k时刻的电压预测观测值在k-1时刻之后，令需设置一个变量，存储上一周期的虚拟电压参考量，以完成对DC-DC变换器的输出电压的约束控制。
图8为未做补偿时的延时情况的曲线示意图。开关控制量的应用会造成更大的电压波动，如图8所描述的那样，相应的也会影响闭环的稳定性。图8描述了通信和计算时的延时，这两通常是影响延迟时间最重要的参数。在图8所示的例子中，U和D分别是指向上传输和向下传输通信时的延时，C指的是计算延时。采样测量量和开关控制量的作用时刻在图8中用黑色箭头标出。
图9为延时补偿完成时的情况的曲线示意图。特别地，若DC-DC变换器的输出电压在初始时刻无输入，则DC-DC变换器的输出电压在k步长时刻的初始状态预测量是通过在k-2步长时刻计算好的开关控制量Dv(k-1|k-2)、以及假定的电压预测观测量/>应用在预测模型上推导所得，具体情况如图9所示。
出于工程实际及简化计算的考虑，本发明的方案中将预测视界选为1，即在每个采样周期内只对下一采样时刻的输出电压值进行预测。本发明的方案中预测模型所选择的成本函数J为：
J＝[Udref-Uo(k)]2 (4)。
从成本函数的形式可以看出，本发明的方案控制方法的控制目标为使输出电压追踪输出参考电压预测值Udref。为使成本函数值达到最小，将式(2)代入式(4)并令J＝0，即：
Udref-Uo(k)-fuD(k)Ts-fd(1-D(k))Ts＝0(4-1)。
实际的输出电压与输出参考电压预测量存在稳态误差：
e(k-1)＝Udref-Uor(k-1)≠0 (5)。
式中，e(k-1)为k-1时刻时输出参考电压预测量与实际的输出电压间的稳态误差，Uor为本发明的方案中自适应方法实际的输出电压。为便于分析，不妨设模型失配原因为输入电压降低，此时易得fur<fu，fdr＝fd，e(k-1)>0。若构造虚拟参考电压如下：
Udref_v(k)＝Udref+se(k-1) (6)。
式中，Udref_v(k)为最终生成的虚拟参考电压，s为比例系数，0<s≤1。将式(6)中得出的Udref_v(k)代入式(4-1)，替换Udref，可以得到跟踪Udref_v(k)时所需的占空比：
其中，Dv(k-1)为当前k采样时刻DC-DC变换器所需的占空比，TS为采样周期，Udref_v(k)为虚拟参考电压，Uor(k-1)为k-1采样时刻输出电压，Ui(k-1)为k-1采样时刻DC-DC变换器的输入电压，Rc为DC-DC变换器输出滤波电容上的等效串联电阻，L为DC-DC变换器的输出滤波电感。
以上的式(4)、式(5)、式(6)、式(7)为一些方案中提出的自适应预测模型关键表达式，现在想通过设置一个延时补偿策略以增强在一些方案中所提出的电压预测控制功能，为了达到这一目的，需要在步骤1的时刻加入该控制策略。在步骤1中，完成了初始输出电压的预测，并且得到在k-1到k时刻的输出电压预测观测值。同样的，输出电压参考需要进行进一步的预测。根据式(4)、式(5)、式(6)、式(7)部分提出的策略框架，通过将误差系数引入代价函数表达式以完成对输出电压的高精度控制。在k-1步长中，虚拟电压预测控制算法可直接计算出Dv(kk-1)并将它直接运用于k时刻。
本发明的方案提供的一种DC-DC变换器的虚拟电压自适应的连续控制集模型预测控制延时补偿方法，对预测控制延时补偿策策略的计算方法进行了说明，以完成预测量对控制量更好地跟踪效果。在本发明的方案中，增加了额外的延时补偿步骤，以减少预测控制由于在线计算量大造成的跟踪误差。此外，本发明的方案，为了提高稳态跟踪精度，通过预估每个周期的误差值，设置了虚拟参考电压，在每个采样周期，本发明的方案中实际跟踪的是虚拟参考电压，而非设定电压。
在一些实施方式中，步骤S130中根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，包括：根据以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量：
其中，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，Uor(k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输出电压，Dv(k-1|k-2)为所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻k-1的开关控制量，TS为设定的采样周期，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，包括：步骤1：采样输出电压Uor(k-1)，并使用初始状态预测表达式(8)预测k时刻的输出电压预测观测量。
在一些实施方式中，步骤S140中根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，包括：按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差：
其中，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量。/>
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤2：根据式(8)中k-1时刻的输出电压量，使用式(9)计算k时刻的稳态误差e(k|k-1)：
在一些实施方式中，步骤S150中根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，包括：按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量：
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1)。
其中，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，s为比例系数、且0<s≤1，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤3：根据稳态误差量e(k|k-1)，使用式(10)计算k时刻的虚拟参考电压量Udref_v(k+1|k)。
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1) (10)。
在一些实施方式中，步骤S160中根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到的所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，是经延时补偿后的开关控制量。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，包括：DC-DC变换器主电路、脉宽调制器、延时补偿模块、预测模型(即连续集模型预测控制模型)、以及虚拟参考量自适应模型。在图3所示的例子中，DC-DC变换器主电路的输出电压Uor，分别输入至预测模型和延时补偿模块。虚拟参考电压Udref，分别输入至预测模型和虚拟参考量自适应模型。预测模型输出的稳态误差e(k|k-1)，分别输入至延时补偿模块和虚拟参考量自适应模型。虚拟参考量自适应模型输出的虚拟参考电压量Udref_v(k+1|k)经滞环限幅环节的处理后，输入至预测模型。延时补偿模块输出的开关控制量Dv(k|k-1)，经脉宽调制器后，输入至DC-DC变换器主电路。
在一些实施方式中，步骤S160中根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，包括：联立以下两个公式，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量：
其中，J为代价函数，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量；λe为误差系数，即控制稳态误差量在代价函数中所占的比重；e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差；Dv(k|k-1)为所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻k的开关控制量，L为所述DC-DC变换器的输出滤波电感的电感值，Ui(k-1︱k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输入电压，Rc为所述DC-DC变换器的输出滤波电容上的等效串联电阻。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤4：当将虚拟电压参考误差e(k|k-1)纳入对应时刻的约束表达式(11)并联立式(10)、式(12)之后可以得到开关控制量Dv(k|k-1)。
在一些实施方式中，步骤S170中根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，包括：将所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，进行滞环限幅处理和脉宽调制后，生成用于控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，以根据生成的所述占空比，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤5：对应代价函数最小的最佳开关控制量Dv(k|k-1)，可以求出并将其应用于DC-DC变换器。
上述步骤1至步骤5是一次次的重复在每下一个预测步长中。值得注意的是，在每一个时刻都会计算原始的和补偿了以后的最佳开关控制量。要做到上述要求，必须在k-1时刻就已经开始计算补偿以后的开关控制量，因此，需要将补偿策略应用在k-1时刻，并采样相应的输出电压。
如果延时比采样时刻要短，那么式(7)的初始状态空间方程可以离散化为与延迟时间Td等长的时刻。具体地，式(1)可以整合成t＝kTs到t＝kTs+Td，并且式(7)中的Ts可以用Td取代，对于在控制策略第三步中的k时刻电压预测量这种情况，预测控制延时补偿模型总是被直接离散化为采样周期Ts，而不管延时时间是多长。
下面对与无补偿的非虚拟电压预测控制的对比结果进行示例性说明。
为了验证上述带延时补偿的虚拟电压自适应MPC算法的有效性，搭建了无补偿的非虚拟电压预测控制器作为对比，进行各项性能的比较。图10为Buck变换器的输出稳态电压的曲线示意图，图11为Buck变换器的输入电压突变时电压波形，图12为Buck变换器的输出稳态电流的曲线示意图，图13为Buck变换器的输入电压突变时电流波形示意图。由图10、图11、图12、图13可以看出，无论是稳态情况、还是电压突变发生时的调节情况，本发明的方案所提出的控制方案均要优于无补偿的非虚拟电压预测控制。此外，本发明的方案提出的方案在0.7ms处已完成达到给定电压的调节，而无补偿的非虚拟电压预测控制方案在超调之后还会出现一定的回落，最终稳定的时间为35.7ms左右，调节时间远超此控制算法。在应对负载突变方面，本发明的方案所提出的方案同样优于无补偿的非虚拟电压预测控制。其中，图11与图13中，负载电阻由15Ω降为7.5Ω时，此预测控制电压波动幅值与波动时间均小于无补偿的非虚拟电压预测控制。对比仿真结果验证了本发明的方案所提方案的稳态精度和动态性能。
若不加延时补偿时，真正的开关控制量大多在周期中间时间段应用，并且这个中间时间是不可控的，并且由于每个周期的限制，甚至会出现真正的开关控制量作用时间极短的情况，不利于算法的实现。而使用延时补偿，增加一步额外预测，可显著改善以上现象，因此会提高控制算法的完备性。
采用本实施例的技术方案，通过针对DC-DC变换器，按设定的采样时刻，获取DC-DC变换器的上一采样时刻的输出电压，并基于上一采样时刻的输出电压，使用初始状态预测模型，预测当前采样时刻的输出电压预测观测量；根据上一采样时刻的输出电压，计算当前采样时刻的稳态误差；根据当前采样时刻的稳态误差，计算当前采样时刻的虚拟参考电压量；根据当前采样时刻的虚拟参考电压量，并结合虚拟电压参考误差，计算得到对应代价函数最小的最佳开关控制量；所述最佳开关控制量经脉宽调制后输出PWM脉冲波，进而控制所述DC-DC变换器的功率开关；从而，通过对DC-DC变换器的控制器的延时补偿，有利于提高DC-DC变换器的控制器的控制算法的跟踪精度与完备性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于DC-DC变换器的控制方法的一种DC-DC变换器的控制装置。参见图2所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。所述DC-DC变换器的主电路，具有开关管，如可控开关管S。为了便于理解本发明的方案高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，以Buck电路为例说明本发明的方案的具体执行过程。图4为Buck变换器的基本拓扑示意图。如图4所示，Buck变换器的基本拓扑中，Ui为Buck变换器的输入电压，S为可控开关管，D为二极管，L为输出滤波电感，C为输出滤波电容，Rc为输出滤波电容C上的等效串联电阻，R为负载电阻，Uo为输出电压，iL为电感电流。输入电压Ui的正极，连接至可控开关管S的源极，可控开关管S的漏极，经输出滤波电感L、输出滤波电容C上的等效串联电阻Rc、以及输出滤波电容C后，与输入电压Ui的负极相连。负载电阻R，设置在Buck变换器的输出端，与输出滤波电容C上的等效串联电阻Rc、以及输出滤波电容C的串联支路并联；Buck变换器的输出端，能够输出电压Uo。可控开关管S的漏极，还与二极管D的阴极相连；二极管D的阳极，与输入电压Ui的负极相连。
Buck电路工作在连续导电模式(Continuous Conduction Mode,CCM)时，其电感电流的时域表达式为：
式中，s(t)为开关函数，开关闭合时其值为1，开关断开时其值为0。
当输出滤波电容上的等效串联电阻Rc足够大时，Buck变换器输出电压纹波可以近似为Rc上的纹波，即可视为其为线性变化。
在一些方案中，假定DC-DC变换器工作在一个理想状态，即在采样测量值在应用新的开关状态之前无延时。图5为Buck变换器的输出电压波形示意图，图6为基于虚拟参考量的自适应方法原理的曲线示意图，图7为没有任何延迟时的理想情况的曲线示意图。具体如图5、图6和图7所示，DC-DC变换器的输出电压量Uo(k)在时间步长为k的时候采样。与之相对应的开关的占空比量Dv(k)是在一个极短的开关时间内计算的，并在第k步和第k+1个步长时间内应用。接下来电流再一次在第k+1步长时刻采样，同样此时计算开关的占空比量Dv(k+1)，一直往复下去。
在实际工作中采用模型预测控制时，若数字控制器自身进入中断函数、执行数据计算等，存在固有延时，则通常将本周期计算出的占空比在下一周期开始时加载给数字PWM模块，这就造成了一个周期的控制延时，会影响系统的性能。为解决这一问题，需要对DC-DC变换器的控制器进行延时补偿。
在本发明的方案中，如图2所示，所述DC-DC变换器的控制装置，包括：获取单元102、存储单元104和控制单元106。
其中，所述获取单元102，被配置为按设定的采样周期，获取所述DC-DC变换器在每个采样时刻的输出电压，如所述DC-DC变换器主电路的输出电压Uor；并获取所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，如在k-2步长时刻计算好的开关控制量。该获取单元102的具体功能及处理参见步骤S110。
所述控制单元106，被配置为根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，如DC-DC变换器的输出电压在k步长时刻的初始状态预测量也即k时刻的电压预测观测值/>该控制单元106的具体功能及处理参见步骤S120。
所述存储单元104，被配置为存储所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，并所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量。该存储单元104的具体功能及处理参见步骤S130。
所述控制单元106，还被配置为根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，如k时刻的稳态误差e(k|k-1)。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S140。
所述控制单元106，还被配置为根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，如k时刻的虚拟参考电压量Udref_v(k+1|k)。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S150。
所述控制单元106，还被配置为根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，如延时补偿模块输出的开关控制量Dv(k|k-1)。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S160。
所述控制单元106，还被配置为根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比。该控制单元106的具体功能及处理还参见步骤S170。
在本发明的方案中，提供了对DC-DC变换器的控制器的延时补偿策略。图3为高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略的框图。在图3所示的例子中，增加了预测控制的延时补偿，作用是减少预测控制由于在线计算量大导致的稳态电压跟踪误差。本发明的方案所提出的模型预测自适应控制延时补偿框图如图3所示，具体的预测控制延时补偿方法如下所示：
为了简化描述，直接将所有时间延迟Td近似等同为一个采样周期Ts。定义在k步长中预测到的开关控制量为Dv(k)。接下来的表述中使用Uor(k|k)定义为在k步长时刻中预测的k时刻控制量。一个采样时刻的延时导致Dv(kk)会在下一个步长时刻k+1才应用。
图5给出了CCM下Buck变换器输出电压在一个控制周期内的变化波形图，图5中Uo(k)为k时刻输出电压，Uo(k+1)为(k+1)时刻输出电压值，D为占空比，TS为采样周期，Udref为输出参考电压预测量，fu及fd分别为电压上升及下降斜率。稳态下，开关管S开通时输出电压上升，关闭时输出电压下降，其上升及下降斜率一定。考虑式(1-1)，可以得出输出电压的模拟上升下降斜率为：
得到输出电压的上升下降斜率后，就可以预测下一采样时刻即k时刻的输出电压预测值为：
Uo(k)＝Uo(k-1)+fuDv(k-1)TS+fd(1-Dv(k-1))TS (2)。
通常对延时进行补偿的方式都是采用数字控制方式。为了实现预测控制的延时补偿，需要在每一个采样周期内使用系统的预测模型表达式增加一步额外的预测。具体实施方式是，采用2步预测的方法进行延时补偿，使用k-1时刻电压采样值Uor(k-1)，k-2时刻预测的开关控制量Dv(k-1|k-2)以及相对应的上升斜率fur和下降斜率fdr，式(1)、式(2)为一些方案中提出的k-1时刻的电压预测量表达式，可以将式(2)改写为：
式中，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值，Uor为本发明自适应方法实际的输出电压。
为了达到这一目标，在实际工程中可以设计2个变量，对上一周期计算出的占空比和输出电压预测观测量进行存储，从而根据式(3)可以得到k时刻的电压预测观测值在k-1时刻之后，令需设置一个变量，存储上一周期的虚拟电压参考量，以完成对DC-DC变换器的输出电压的约束控制。
图8为未做补偿时的延时情况的曲线示意图。开关控制量的应用会造成更大的电压波动，如图8所描述的那样，相应的也会影响闭环的稳定性。图8描述了通信和计算时的延时，这两通常是影响延迟时间最重要的参数。在图8所示的例子中，U和D分别是指向上传输和向下传输通信时的延时，C指的是计算延时。采样测量量和开关控制量的作用时刻在图8中用黑色箭头标出。
图9为延时补偿完成时的情况的曲线示意图。特别地，若DC-DC变换器的输出电压在初始时刻无输入，则DC-DC变换器的输出电压在k步长时刻的初始状态预测量是通过在k-2步长时刻计算好的开关控制量Dv(k-1|k-2)、以及假定的电压预测观测量/>应用在预测模型上推导所得，具体情况如图9所示。
出于工程实际及简化计算的考虑，本发明的方案中将预测视界选为1，即在每个采样周期内只对下一采样时刻的输出电压值进行预测。本发明的方案中预测模型所选择的成本函数J为：
J＝[Udref-Uo(k)]2 (4)。
从成本函数的形式可以看出，本发明的方案控制方法的控制目标为使输出电压追踪输出参考电压预测值Udref。为使成本函数值达到最小，将式(2)代入式(4)并令J＝0，即：
Udref-Uo(k)-fuD(k)Ts-fd(1-D(k))Ts＝0 (4-1)。
实际的输出电压与输出参考电压预测量存在稳态误差：
e(k-1)＝Udref-Uor(k-1)≠0 (5)。
式中，e(k-1)为k-1时刻时输出参考电压预测量与实际的输出电压间的稳态误差，Uor为本发明的方案中自适应方法实际的输出电压。为便于分析，不妨设模型失配原因为输入电压降低，此时易得fur<fu，fdr＝fd，e(k-1)>0。若构造虚拟参考电压如下：
Udref_v(k)＝Udref+se(k-1) (6)。
式中，Udref_v(k)为最终生成的虚拟参考电压，s为比例系数，0<s≤1。将式(6)中得出的Udref_v(k)代入式(4-1)，替换Udref，可以得到跟踪Udref_v(k)时所需的占空比：
其中，Dv(k-1)为当前k采样时刻DC-DC变换器所需的占空比，TS为采样周期，Udref_v(k)为虚拟参考电压，Uor(k-1)为k-1采样时刻输出电压，Ui(k-1)为k-1采样时刻DC-DC变换器的输入电压，Rc为DC-DC变换器输出滤波电容上的等效串联电阻，L为DC-DC变换器的输出滤波电感。
以上的式(4)、式(5)、式(6)、式(7)为一些方案中提出的自适应预测模型关键表达式，现在想通过设置一个延时补偿策略以增强在一些方案中所提出的电压预测控制功能，为了达到这一目的，需要在步骤1的时刻加入该控制策略。在步骤1中，完成了初始输出电压的预测，并且得到在k-1到k时刻的输出电压预测观测值。同样的，输出电压参考需要进行进一步的预测。根据式(4)、式(5)、式(6)、式(7)部分提出的策略框架，通过将误差系数引入代价函数表达式以完成对输出电压的高精度控制。在k-1步长中，虚拟电压预测控制算法可直接计算出Dv(k|k-1)并将它直接运用于k时刻。
本发明的方案提供的一种DC-DC变换器的虚拟电压自适应的连续控制集模型预测控制延时补偿方法，对预测控制延时补偿策策略的计算方法进行了说明，以完成预测量对控制量更好地跟踪效果。在本发明的方案中，增加了额外的延时补偿步骤，以减少预测控制由于在线计算量大造成的跟踪误差。此外，本发明的方案，为了提高稳态跟踪精度，通过预估每个周期的误差值，设置了虚拟参考电压，在每个采样周期，本发明的方案中实际跟踪的是虚拟参考电压，而非设定电压。
在一些实施方式中，所述控制单元106，根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，包括：所述控制单元106，具体还被配置为根据以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量：
其中，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，Uor(k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输出电压，Dv(k-1|k-2)为所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻k-1的开关控制量，TS为设定的采样周期，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，包括：步骤1：采样输出电压Uor(k-1)，并使用初始状态预测表达式(8)预测k时刻的输出电压预测观测量。
在一些实施方式中，所述控制单元106，根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，包括：所述控制单元106，具体还被配置为按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差：
其中，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤2：根据式(8)中k-1时刻的输出电压量，使用式(9)计算k时刻的稳态误差e(k|k-1)：
在一些实施方式中，所述控制单元106，根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，包括：所述控制单元106，具体还被配置为按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量：
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1)。
其中，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，s为比例系数、且0<s≤1，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤3：根据稳态误差量e(k|k-1)，使用式(10)计算k时刻的虚拟参考电压量Udref_v(k+1|k)。
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1) (10)。
在一些实施方式中，所述控制单元106，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到的所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，是经延时补偿后的开关控制量。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，包括：DC-DC变换器主电路、脉宽调制器、延时补偿模块、预测模型(即连续集模型预测控制模型)、以及虚拟参考量自适应模型。在图3所示的例子中，DC-DC变换器主电路的输出电压Uor，分别输入至预测模型和延时补偿模块。虚拟参考电压Udref，分别输入至预测模型和虚拟参考量自适应模型。预测模型输出的稳态误差e(k|k-1)，分别输入至延时补偿模块和虚拟参考量自适应模型。虚拟参考量自适应模型输出的虚拟参考电压量Udref_v(k+1|k)经滞环限幅处理后，输入至预测模型。延时补偿模块输出的开关控制量Dv(k|k-1)，经脉宽调制器后，输入至DC-DC变换器主电路。
在一些实施方式中，所述控制单元106，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，包括：所述控制单元106，具体还被配置为联立以下两个公式，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量：
其中，J为代价函数，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，λe为误差系数，即控制稳态误差量在代价函数中所占的比重；e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差；Dv(k|k-1)为所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻k的开关控制量，L为所述DC-DC变换器的输出滤波电感的电感值，Ui(k-1︱k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输入电压，Rc为所述DC-DC变换器的输出滤波电容上的等效串联电阻。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤4：当将虚拟电压参考误差e(k|k-1)纳入对应时刻的约束表达式(11)并联立式(10)、式(12)之后可以得到开关控制量Dv(k|k-1)。
在一些实施方式中，所述控制单元106，根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，包括：所述控制单元106，具体还被配置为将所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，进行滞环限幅处理和脉宽调制后，生成用于控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，以根据生成的所述占空比，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管。
具体地，如图3所示，高稳态精度模型预测自适应控制延时补偿策略，还包括：步骤5：对应代价函数最小的最佳开关控制量Dv(k|k-1)，可以求出并将其应用于DC-DC变换器。
上述步骤是一次次的重复在每下一个预测步长中。值得注意的是，在每一个时刻都会计算原始的和补偿了以后的最佳开关控制量。要做到上述要求，必须在k-1时刻就已经开始计算补偿以后的开关控制量，因此，需要将补偿策略应用在k-1时刻，并采样相应的输出电压。
如果延时比采样时刻要短，那么式(7)的初始状态空间方程可以离散化为与延迟时间Td等长的时刻。具体地，式(1)可以整合成t＝kTs到t＝kTs+Td，并且式(7)中的Ts可以用Td取代，对于在控制策略第三步中的k时刻电压预测量这种情况，预测控制延时补偿模型总是被直接离散化为采样周期Ts，而不管延时时间是多长。
下面对与无补偿的非虚拟电压预测控制的对比结果进行示例性说明。
为了验证上述带延时补偿的虚拟电压自适应MPC算法的有效性，搭建了无补偿的非虚拟电压预测控制器作为对比，进行各项性能的比较。图10为Buck变换器的输出稳态电压的曲线示意图，图11为Buck变换器的输入电压突变时电压波形，图12为Buck变换器的输出稳态电流的曲线示意图，图13为Buck变换器的输入电压突变时电流波形示意图。由图10、图11、图12、图13可以看出，无论是稳态情况、还是电压突变发生时的调节情况，本发明的方案所提出的控制方案均要优于无补偿的非虚拟电压预测控制。此外，本发明的方案提出的方案在0.7ms处已完成达到给定电压的调节，而无补偿的非虚拟电压预测控制方案在超调之后还会出现一定的回落，最终稳定的时间为35.7ms左右，调节时间远超此控制算法。在应对负载突变方面，本发明的方案所提出的方案同样优于无补偿的非虚拟电压预测控制。其中，图11与图13中，负载电阻由15Ω降为7.5Ω时，此预测控制电压波动幅值与波动时间均小于无补偿的非虚拟电压预测控制。对比仿真结果验证了本发明的方案所提方案的稳态精度和动态性能。
由于本实施例的装置所实现的处理及功能基本相应于前述方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过针对DC-DC变换器，按设定的采样时刻，获取DC-DC变换器的上一采样时刻的输出电压，并基于上一采样时刻的输出电压，使用初始状态预测模型，预测当前采样时刻的输出电压预测观测量；根据上一采样时刻的输出电压，计算当前采样时刻的稳态误差；根据当前采样时刻的稳态误差，计算当前采样时刻的虚拟参考电压量；根据当前采样时刻的虚拟参考电压量，并结合虚拟电压参考误差，计算得到对应代价函数最小的最佳开关控制量；所述最佳开关控制量经脉宽调制后输出PWM脉冲波，进而控制所述DC-DC变换器的功率开关，以完成对输出电压的高精度控制。
根据本发明的实施例，还提供了对应于DC-DC变换器的控制装置的一种DC-DC变换器。该DC-DC变换器可以包括：以上所述的DC-DC变换器的控制装置。
由于本实施例的DC-DC变换器所实现的处理及功能基本相应于前述装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过针对DC-DC变换器，按设定的采样时刻，获取DC-DC变换器的上一采样时刻的输出电压，并基于上一采样时刻的输出电压，使用初始状态预测模型，预测当前采样时刻的输出电压预测观测量；根据上一采样时刻的输出电压，计算当前采样时刻的稳态误差；根据当前采样时刻的稳态误差，计算当前采样时刻的虚拟参考电压量；根据当前采样时刻的虚拟参考电压量，并结合虚拟电压参考误差，计算得到对应代价函数最小的最佳开关控制量；所述最佳开关控制量经脉宽调制后输出PWM脉冲波，进而控制所述DC-DC变换器的功率开关；通过预测控制延时补偿，以完成预测量对控制量更好地跟踪效果。
根据本发明的实施例，还提供了对应于DC-DC变换器的控制方法的一种存储介质，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行以上所述的DC-DC变换器的控制方法。
由于本实施例的存储介质所实现的处理及功能基本相应于前述方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
采用本发明的技术方案，通过针对DC-DC变换器，按设定的采样时刻，获取DC-DC变换器的上一采样时刻的输出电压，并基于上一采样时刻的输出电压，使用初始状态预测模型，预测当前采样时刻的输出电压预测观测量；根据上一采样时刻的输出电压，计算当前采样时刻的稳态误差；根据当前采样时刻的稳态误差，计算当前采样时刻的虚拟参考电压量；根据当前采样时刻的虚拟参考电压量，并结合虚拟电压参考误差，计算得到对应代价函数最小的最佳开关控制量；所述最佳开关控制量经脉宽调制后输出PWM脉冲波，进而控制所述DC-DC变换器的功率开关；通过增加了额外的延时补偿步骤，减少预测控制由于在线计算量大造成的跟踪误差。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
Claims (10)
1.一种DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述DC-DC变换器的主电路，具有开关管；所述DC-DC变换器的控制方法，包括：
按设定的采样周期，获取所述DC-DC变换器在每个采样时刻的输出电压，并获取所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量；
根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；
存储所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，并存储所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；
根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差；
根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量；
根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量；
根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，包括：
根据以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量：
其中，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，Uor(k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输出电压，Dv(k-1|k-2)为所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻k-1的开关控制量，TS为设定的采样周期，fur为电压上升斜率实际值，fdr为电压下降斜率实际值。
3.根据权利要求1所述的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，包括：
按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差：
其中，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量。
4.根据权利要求1所述的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量，包括：
按以下公式，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量：
Udref_v(k+1|k)＝Udref+se(k|k-1)；
其中，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，Udref为所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，s为比例系数、且0<s≤1，e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差。
5.根据权利要求1所述的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到的所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，是经延时补偿后的开关控制量。
6.根据权利要求1所述的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，包括：
联立以下两个公式，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量：
其中，J为代价函数，Udref_v(k+1|k)为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的虚拟参考电压量，为所述DC-DC变换器在当前采样时刻k的初始状态预测量，λe为误差系数，即控制稳态误差量在代价函数中所占的比重；e(k|k-1)为所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻k的稳态误差；
Dv(k|k-1)为所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻k的开关控制量，L为所述DC-DC变换器的输出滤波电感的电感值，Ui(k-1︱k-1)为所述DC-DC变换器在上一采样时刻k-1的输入电压，Rc为所述DC-DC变换器的输出滤波电容上的等效串联电阻。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，包括：
将所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，进行滞环限幅处理和脉宽调制后，生成用于控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比，以根据生成的所述占空比，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管。
8.一种DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，所述DC-DC变换器的主电路，具有开关管；所述DC-DC变换器的控制装置，包括：
获取单元，被配置为按设定的采样周期，获取所述DC-DC变换器在每个采样时刻的输出电压，并获取所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量；
控制单元，被配置为根据所述DC-DC变换器在上一采样时刻的输出电压、以及所述DC-DC变换器的主电路在上一采样时刻的开关控制量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；
存储单元，被配置为存储所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，并存储所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量；
所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量、以及所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量，计算得到所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差；
所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差、以及所述DC-DC变换器的输出参考电压预测量，计算得到所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量；
所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器在当前采样时刻的虚拟参考电压量、所述DC-DC变换器在当前采样时刻的初始状态预测量、以及所述DC-DC变换器的输出电压在当前采样时刻的稳态误差，计算得到所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量；
所述控制单元，还被配置为根据所述DC-DC变换器的主电路在当前采样时刻的开关控制量，控制所述DC-DC变换器的主电路中开关管的占空比。
9.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：如权利要求8所述的DC-DC变换器的控制装置。
10.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行权利要求1至7中任一项所述的DC-DC变换器的控制方法。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| CN202311751592.6A CN117728680A (zh) | 2023-12-19 | 2023-12-19 | 一种dc-dc变换器及其控制方法、装置和存储介质 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN202311751592.6A CN117728680A (zh) | 2023-12-19 | 2023-12-19 | 一种dc-dc变换器及其控制方法、装置和存储介质 |
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