CN117639531A - 一种整流电路 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及电子技术领域，具体涉及一种整流电路，包括正交耦合器、高功率整流器以及低功率整流器，高功率整流器的工作功率大于低功率整流器的工作功率，正交耦合器的第一输出端与高功率整流器的输入端相连接，正交耦合器的第二输出端与低功率整流器的输入端相连接；正交耦合器用于接收目标功率信号，并将目标功率信号分别输出至高功率整流器和低功率整流器；高功率整流器和低功率整流器用于将目标功率信号转换为目标直流信号，并反射功率信号至正交耦合器；正交耦合器还用于将功率信号重新输出至高功率整流器和低功率整流器。本申请的整流电路可以在较宽的输入功率范围内工作，以及加强能量转换效率，提高微波无线能量传输系统的能量传输效率。
Description
技术领域
本申请涉及电子技术领域，具体涉及一种整流电路。
背景技术
随着物联网的发展，无线能量传输技术应运而生。其中，微波无线能量传输系统成为重要的远场无线能量传输方式。微波无线能量传输系统包含发射端、空间传播段和接收端三部分。在发射端，直流电经转换器转换为微波，经发射天线发射出去；在空间传播段，微波以无线方式传播；在接收端，接收天线接收微波，经过整流电路转换为直流电输出。
对微波无线能量传输系统而言，接收端的整流电路对系统传输效率至关重要。整流电路效率为输入功率与输出功率之比。随着输入功率变化，整流电路效率也随之波动。微波无线能量传输系统中，如果包含移动节点或者多个节点，由于节点与发射端距离不同，接收端的输入功率会有较大波动。此时，整流电路需要在输入功率大幅波动的情况下保持较高效率。
然而，传统整流电路通常只能在狭窄的输入功率范围内有效工作，当输入信号的功率超出其功率范围时，传统整流电路无法有效地将过高或过低的输入功率转换为直流功率，导致整流电路的能量转换效率较低，进而降低了微波无线能量传输系统的能量传输效率。
发明内容
本申请提供了一种整流电路可以在较宽的输入功率范围内工作，以及加强能量转换效率，提高微波无线能量传输系统的能量传输效率。
在本申请的第一方面，本申请提供了一种整流电路，包括正交耦合器、高功率整流器以及低功率整流器，所述高功率整流器的工作功率大于所述低功率整流器的工作功率，所述正交耦合器的第一输出端与所述高功率整流器的输入端相连接，所述正交耦合器的第二输出端与所述低功率整流器的输入端相连接；
所述正交耦合器用于接收目标功率信号，并将所述目标功率信号分别输出至所述高功率整流器和所述低功率整流器；
所述高功率整流器和所述低功率整流器用于将所述目标功率信号转换为目标直流信号，并反射功率信号至所述正交耦合器；
所述正交耦合器还用于将所述功率信号重新输出至所述高功率整流器和所述低功率整流器。
通过采用上述技术方案，该整流电路采用正交耦合器将输入的目标功率信号分配至两个不同功率范围的子整流器，实现了宽范围功率的自适应整流。高功率整流器和低功率整流器分别设计在不同的功率水平下工作，当输入功率变化时，可以自动适应功率转换到相应的整流器上，扩大了整流电路的适用输入功率范围。正交耦合器收集子整流器中反射的功率信号，并反馈至两整流器的输入端，实现了对反射功率的再利用，可以提高整个系统的能量转换效率。相比单一整流器结构，上述技术方案可以在宽阔的输入功率范围内实现更高效的整流，有效提高了整个无线能量传输系统的工作效率。采用正交耦合器和双整流器结构，相比现有技术，该方案电路结构更简单，无需复杂控制电路，从而降低了系统复杂度和实现难度。该整流电路结构紧凑，体积更小，适合在无线电系统中实现集成，可推广应用到无线能量传输领域的各种电子设备中，拓展其应用范围。
可选的，所述高功率整流器包括第一二极管，所述第一二极管的阳极与所述正交耦合器的第一输出端连接；所述低功率整流器包括第二二极管，所述第二二极管的阳极与所述正交耦合器的第二输出端连接，所述第二二极管的工作功率小于所述第一二极管的工作功率。
通过采用上述技术方案，第一二极管匹配高功率整流器，确保高功率下的整流效果；第二二极管匹配低功率整流器，确保低功率下的整流效果。该设计实现了高低功率情况下二极管的自动切换使用，无需复杂的控制电路，降低实现难度。两二极管共同配合可获得比单一二极管更宽的整流范围，提高整体效率。
可选的，所述高功率整流器还包括第三二极管，所述第三二极管的阴极与所述第一二极管的阳极、所述正交耦合器的第一输出端连接；所述低功率整流器还包括第四二极管，所述第四二极管的阴极与所述第二二极管的阳极、所述正交耦合器的第二输出端连接。
通过采用上述技术方案，高功率整流器采用第一二极管和第三二极管的串联倍压结构。第三二极管的阴极与第一二极管的阳极连接，实现倍压整流。低功率整流器采用第二二极管和第四二极管的串联倍压结构。第四二极管的阴极与第二二极管的阳极连接，实现倍压整流。倍压结构使两个二极管在每个半周期都可进行整流，翻倍了输出电压。提高了高低功率整流器的整流效率，有利于提升整个宽范围整流电路的效率。
可选的，所述高功率整流器还包括第一微带线，所述第一微带线与所述第三二极管的阳极连接，所述低功率整流器还包括第二微带线，所述第二微带线与所述第四二极管的阳极连接。
通过采用上述技术方案，在高功率整流器中，第一微带线与第三二极管的阳极连接。在低功率整流器中，第二微带线与第四二极管的阳极连接。微带线具有调节电气长度的效果，可用来实现阻抗匹配。第一微带线、第二微带线分别匹配高低功率整流器的复阻抗，提高匹配度。提高了高低功率整流器的效率，减少反射波，有利于提高整体效率。
可选的，整流电路还包括高功率匹配网络和低功率匹配网络，所述高功率匹配网络串联在所述第一二极管的阳极与所述正交耦合器的第一输出端之间，所述高功率匹配网络用于将所述正交耦合器的第一输出端的阻抗匹配至设定值；
所述低功率匹配网络串联在所述第二二极管的阳极与所述正交耦合器的第二输出端之间，所述低功率匹配网络用于将所述正交耦合器的第二输出端的阻抗匹配至所述设定值。
通过采用上述技术方案，设置高功率匹配网络在第一二极管和正交耦合器第一输出端之间，用以匹配阻抗。设置低功率匹配网络在第二二极管和正交耦合器第二输出端之间，用以匹配阻抗。高功率匹配网络将正交耦合器第一输出端的阻抗匹配至高功率整流器的最佳阻抗。低功率匹配网络将正交耦合器第二输出端的阻抗匹配至低功率整流器的最佳阻抗。匹配网络提高了功率从正交耦合器到高低功率整流器的耦合效率。减小了不匹配造成的功率反射和损耗，提高了整流电路的效率。
可选的，所述高功率匹配网络包括第三微带线和第四微带线，所述第三微带线的一端与所述第一二极管的阳极以及所述第三二极管的阴极连接，所述第三微带线的另一段与所述第四微带线以及所述正交耦合器的第一输出端连接；
所述低功率匹配网络包括第五微带线和第六微带线，所述第五微带线的一端与第二二极管的阳极以及第四二极管的阴极连接，所述第五微带线的另一段与所述第六微带线以及所述正交耦合器的第二输出端连接；
所述第三微带线、所述第四微带线、所述第五微带线以及所述第六微带线的宽度相等，所述第五微带线的长度大于所述第三微带线，所述第六微带线的长度大于所述第四微带线的长度。
通过采用上述技术方案，高功率匹配网络采用第三、第四微带线的π型结构，低功率匹配网络采用第五、第六微带线的π型结构。π型结构将微带线的电气长度作为匹配的调节手段，便于工程实现。第三、四微带线宽度相等，确保特性阻抗一致，第五、六微带线宽度也相等。第五微带线长度大于第三微带线，第六微带线长度大于第四微带线，匹配不同的阻抗。优化设计微带线的电气长度比例，精确匹配高低功率整流器的阻抗。
可选的，所述正交耦合器包括第七微带线、第八微带线、第九微带线和第十微带线，所述第七微带线、所述第八微带线、所述第九微带线和所述第十微带线依次首尾连接构成矩形；
所述第七微带线的一端作为所述正交耦合器的输入端，用于接收所述目标功率信号，所述第七微带线的另一端作为所述第一输出端；
所述第八微带线的一端接地，所述第八微带线的另一端作为所述第二输出端。
通过采用上述技术方案，正交耦合器由四条微带线首尾连接成矩形结构，作为四端口网络实现功率分配。第七微带线一端为输入端，另一端为第一输出端。第八微带线一端接地，另一端为第二输出端。微带线矩形结构实现了输入功率的耦合和分配，以及端口间的隔离。矩形结构增强机械强度，微带线实现集成设计，适合批量生产。第七微带线、八微带线尺寸设计小，匹配输入阻抗；第九微带线、十微带线宽度大，连接至后级整流器。微带线结构稳定可靠、设计资料丰富，微带线技术成熟，易于实现。该结构可准确实现功率分配，优化宽范围整流电路的效果。
可选的，所述第五微带线与所述第六微带线的长度和宽度相等，所述第七微带线与所述第八微带线的长度和宽度相等，所述第五微带线的长度和宽度大于所述第七微带线。
通过采用上述技术方案，第五微带线、六微带线长度宽度相等，保证其特性阻抗一致，有利于构成低功率匹配网络。第七微带线、八微带线长度宽度相等，保证正交耦合器端口间的一致性。第五微带线长度宽度大于第七微带线，这是由其匹配不同阻抗值的需要决定。低功率整流器等效阻抗大于高功率整流器阻抗，因此第五微带线电气长度要设计的更大。优化微带线段的电气长度设计，准确实现复阻抗匹配，提高匹配效果。
可选的，整流电路还包括第一滤波模块和第二滤波模块，所述第一滤波模块与所述高功率整流器的输出端连接，所述第二滤波模块与所述低功率整流器的输出端连接，所述第一滤波模块和所述第二滤波模块用于对所述目标直流信号进行滤波。
通过采用上述技术方案，在高功率整流器输出端设置第一滤波模块，在低功率整流器输出端设置第二滤波模块。第一、第二滤波模块分别对对应的整流器输出的直流信号进行滤波。滤波模块抑制直流信号中的脉动和高频成分，提高直流输出的稳定性。可以采用LC低通滤波电路，通过选择电感电容参数实现滤波效果。滤波模块参数可根据整流电路的工作频率和输出需求来设计。滤波可获得平滑、稳定的直流输出，提高后级电路的工作可靠性。
可选的，整流电路还包括介质层和接地层，所述正交耦合器、所述高功率整流器以及所述低功率整流器设置于所述介质层的第一表面，所述接地层设置于所述介质层的第二表面，所述第二表面为所述第一表面的相反表面。
通过采用上述技术方案，在介质层第一表面设置正交耦合器、高低功率整流器的微带线结构。在介质层第二表面设置全面铺设的接地层。介质层选用合适的介电常数材料，实现微带线的特性阻抗匹配。接地层选择良好导电的金属材料，以实现接地效果。微带线结构夹在介质层和接地层之间，实现导电线路与接地间的隔离。该叠层封装保证了微带线的导电效果和传输线路作用。有利于在一介质基板上实现微波集成电路，提高质量和集成度。该封装增强了整流电路的机械强度，实现模块化集成，便于批量生产。
附图说明
图1是本申请实施例提供的一种整流电路示意图；
图2是本申请实施例提供的另一种整流电路示意图；
图3是本申请实施例提供的再一种整流电路示意图；
图4是本申请实施例提供的一种不同工作功率下效率的仿真与测量效率图；
图5是本申请实施例提供的一种不同工作功率下的回波损耗的仿真图；
图6是本申请实施例提供的一种不同工作频率下的整流效率的仿真图。
具体实施方式
为了使本领域的技术人员更好地理解本说明书中的技术方案，下面将结合本说明书实施例中的附图，对本说明书实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
在本申请实施例的描述中，“例如”或者“举例来说”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
在本申请实施例的描述中，术语“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个系统是指两个或两个以上的系统，多个屏幕终端是指两个或两个以上的屏幕终端。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
伴随着物联网技术的高速发展，大量的电子设备不断涌现，无线能量传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术开始逐渐进入大众的视野。在智能设备和新能源汽车等诸多领域中，已经利用无线传感器技术实现了高效的无线能量传输。随着传感器设备增加，大规模传感器的充电问题成为了大众关注的热点；若使用大量的缆线连接，存在设备占用空间大、供电系统风险高等问题；如果使用电池供电，则需要定期地更换电池。WPT相对于传统的接触式供电方式，它无需电池来储蓄能源，也不需要传统的电线、插座等；它利用射频(Radio Frequency，RF)能量实现发送端到接收端的能量传输，接收端和发送端不需要实体物质进行接触，传输不局限于距离以及所处位置，具有较高的灵活性，可为各种难以直接人为进行供能的电子设备充电提供了理想的解决方案。在以上优点加持下，无线能量传输技术得到了高速发展，成为了目前国内外研究人员研究的热点。
WPT根据传输波长的长短来区分可分为近场无线能量传输和远场无线能量传输，其中近场无线能量传输分为电磁感应式、谐振耦合式和电场耦合式；远场无线能量传输分为激光传输和微波无线能量传输(Microwave Power Transfer，MPT)。激光能量传输技术对使用环境要求高且传输路径不能有障碍物阻挡，因此该技术在实际中应用较少。微波能量传输系统主要由三部分组成，分别是微波能量发射、空间传播和无线能量接收、整流转换。直流能量通过微波能量发生器转换为微波能量，再经过发射天线发射到传输空间，接收天线接收空间中的微波能量后将其输入到整流电路，微波能量在整流电路中再转换为直流能量为负载供电。衡量无线能量传输系统的重要性能指标之一是传输效率，因此接收端整流电路是MPT系统中的重要组成部分，整流电路的整流转换效率直接影响系统的传输效率。在实际应用中，由于整流二极管受限于导通电压，将导致整流电路在低输入功率条件下转换效率低；同时，对于含有移动节点、多节点能量传输系统中，节点在不同位置与辐射源距离不同，能量密度存在较大的波动，整流电路需要在大波动的输入功率下维持高效率。因此研究可提高低输入功率范围且整流效率在宽功率范围内保持稳定的整流电路具有重要实用价值。
为了能够使整流电路工作在不同的输入功率范围，国内外的学者提出了不同的方法运用到电路的设计当中。在文献《L.C.Jyun，L.T.Cheng，"2.4-GHz high-efficiencyadaptive power harvester"，in IEEE Transactions on Very Large ScaleIntegration(VLSI)Systems，vol.22，no.2，pp.434-438，Jan.2013，doi:10.1109/TVLSI.2013.2238264.》中，研究人员提出了基于场效应管控制的自适应整流电路，通过由场效应管组成的控制系统来控制电路的工作状态，以适应不同的输入功率，达到最高的整流效率。在文献《J.Kim and J.Oh，"Compact rectifier array with wide input powerand frequency ranges based on adaptive power distribution"，in IEEE Microwaveand Wireless Components Letters，vol.31，no.5，pp.513-516，Mar.2021，doi:10.1109/LMWC.2021.3070135.》中，研究人员提出了基于自动功率分配技术(Adaptive PowerDistribution)的紧凑型宽功率范围整流器，其两条支路采用两款不同型号的整流二极管，分别设计在适合的输入功率范围内工作，扩宽了整流电路的输入功率范围。然而，上述的两种方法都有一个共同的缺点，输入功率范围宽度不够宽，整流电路结构设计复杂、生产成本偏高。
基于此，本申请实施例提供了一种整流电路，可以工作在较宽的输入功率范围内有效工作，提高整流电路的能量转换效率，进而提高微波无线能量传输系统的能量传输效率。
请参照图1，图1为本申请实施例提供的一种整流电路的系统架构图。整流电路包括正交耦合器、高功率整流器以及低功率整流器，高功率整流器的工作功率大于低功率整流器的工作功率，正交耦合器的第一输出端与的输入端相连接，正交耦合器的第二输出端与低功率整流器的输入端相连接。
正交耦合器用于接收目标功率信号，并将目标功率信号分别输出至高功率整流器和低功率整流器；高功率整流器和低功率整流器用于将目标功率信号转换为目标直流信号，并反射功率信号至正交耦合器；正交耦合器还用于将功率信号重新输出至高功率整流器和低功率整流器。
具体地，如图1所示，正交耦合器包括第一输入端(P1)、第二输入端(P2)和第一输出端(P3)以及第二输出端(P4)，通过P1可接收外部输入的目标功率信号Vin，P2接地，P3与高功率整流器连接，P4与低功率整流器连接。高功率整流器和低功率整流器用于将目标功率信号转换为目标直流信号，同时产生反射功率信号Vre返回至正交耦合器。正交耦合器进一步接收反射功率信号，并将该反射功率信号重新输出至高功率整流器和低功率整流器，以重复利用反射功率信号。
通过设置两个不同功率范围的整流器，以及利用正交耦合器重新分配反射功率信号，可以扩大整流电路的功率适应范围，提高对输入宽范围功率信号的整流效率。下面对整流电路的能量利用效率(Power Conversion Efficiency，PCE)。进行分析说明。
假设正交耦合器输入端的入射信号Vin为公式1：
Vin＝A×cosωt；
根据正交耦合器的S参数矩阵可以知道，输入信号经过耦合器输出后，到达P3和P4的信号可以分别为公式2和公式3：
式中，V3为P3对应信号，V4为P4对应信号；
当输入到两个整流器的入射功率偏离了所设计的最优功率点时，在P3和P4处会形成反射波。假设此时P3和P4处反射波的反射系数分别为Γ3和Γ4，反射波分别为V31和V41，则V31和V41可以表示为公式4和公式5：
两反射波经由耦合器重新传回P1和P2后，在P1和P2所产生的输出信号为V1和V2，分别表示为公式6和公式7：
从图1可知，P2与接地，输入到P2的反射波会再次输入子整流器进行再次整流。此外，当Γ3和Γ4相等时，输入到P1的反射波会被抵消掉。在实际设计中Γ3和Γ4通常不会相等，当不考虑耦合器本身的损耗和二次回波损耗时，能量回收网络的损耗Ploss可以表示为公式8：
其中Zin是从P1看进去的输入阻抗。
以往的研究都是在两输出端设计相同的整流器，以实现高效整流，但是单型号二极管所能处理的有效输入功率有限，无法在较宽的输入功率范围内实现高效整流。为此，分别在两输出端口设计两个工作在不同输入功率范围的整流器，以扩展输入功率范围。
整流电路在不同功率级下的工作过程分为两个部分，分别为工作在低功率和高功率级。当整流器工作在高输入功率时，输入信号通过正交耦合器传输到两个子整流器。
由于高功率整流器设计在高输入功率等级下工作，传输到高功率整流器的输入功率信号由于匹配良好，大部分被整流网络转化为直流功率信号。相反，由于低功率整流器设计在低输入功率等级下工作，由于失配较大，所以传输到低功率整流器的大部分功率信号被反射到正交耦合器中，然后再经由耦合器重新传输到整流电路中进行整流。
同样地，当整流电路工作在低输入功率时，输出到高功率整流器的功率被反射到正交耦合器上，而输入到低功率整流器的功率信号被转换成直流功率信号。从前上述分析过程可知，反射到正交耦合器的大部分功率信号可以重新传输到整流器中，只有较少的功率信号会从端口分散出去。这样，当输入功率信号发生变化时，由于阻抗失配引起的反射功率信号可以被重新利用，从而在较宽的入射功率范围内提高能量转换效率。
如图2所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，高功率整流器包括第一二极管D1，第一二极管D1的阳极与正交耦合器的第一输出端连接；低功率整流器包括第二二极管D2，第二二极管D2的阳极与正交耦合器的第二输出端连接，第二二极管D2的工作功率小于第一二极管D1的工作功率。
具体地，由于第一二极管D1和第二二极管D2的参数设计不同，其适用的功率范围也不同。第一二极管D1的工作功率大于第二二极管D2的工作功率。这样可以使高功率整流器在高功率范围内工作，低功率整流器在低功率范围内工作。
在一种可行的实施方式中，第一二极管D1可采用型号为AVAGO HSMS2822的二极管，第二二极管D2可采用型号为AVAGO HSMS2862的二极管。
如图2所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，高功率整流器还包括第三二极管D3，第三二极管D3的阴极与第一二极管D1的阳极、正交耦合器的第一输出端连接；低功率整流器还包括第四二极管D4，第四二极管D4的阴极与第二二极管D2的阳极、正交耦合器的第二输出端连接。
具体地，为进一步提高整流效率，高功率整流器还包含第三二极管D3，第三二极管D3的阴极与第一二极管D1的阳极以及正交耦合器的第一输出端连接构成倍压整流模块。
同理，低功率整流器还包含第四二极管D4，第四二极管D4的阴极与第二二极管D2的阳极以及正交耦合器的第二输出端P4连接构成倍压整流模块。
倍压整流模块可以将交流输入电压整流为较高的直流输出电压，从而提高整流效率。这是因为通过将两二极管串联，整流后的正半周期和负半周期电压都可叠加，输出电压翻倍。从而实现更高效的整流目的。
如图2所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，高功率整流器还包括第一微带线TL1，第一微带线TL1与第三二极管D3的阳极连接，低功率整流器还包括第二微带线TL2，第二微带线TL2与第四二极管D4的阳极连接。
具体地，为了匹配输入功率，提高整流效率，本实施例的高功率整流器还可包括第一微带线TL1，低功率整流器还可包括第二微带线TL2。微带线TL可用作阻抗匹配网络，通过调节电气长度来匹配输入阻抗，使其等于整流器的复共轭阻抗，以消除反射功率，提高整流效率。
第一微带线TL1用于匹配高功率整流器的输入阻抗，第二微带线TL2用于匹配低功率整流器的输入阻抗。通过输入阻抗的匹配，可以最大限度地降低功率反射，减小正交耦合器中反射波的比例，从而可以提高整个宽功率范围整流电路的效率。
如图2所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，整流电路还包括高功率匹配网络U1和低功率匹配网络U2，高功率匹配网络U1串联在第一二极管D1的阳极与正交耦合器的第一输出端之间，高功率匹配网络U1用于将正交耦合器的第一输出端的阻抗匹配至设定值；
低功率匹配网络U2串联在第二二极管D2的阳极与正交耦合器的第二输出端之间，低功率匹配网络U2用于将正交耦合器的第二输出端的阻抗匹配至设定值。
具体地，为了提高整流效率，本实施例的整流电路还包括高功率匹配网络U1和低功率匹配网络U2。匹配网络通过调节电气长度实现阻抗匹配，目的是减小反射功率，提高从功率源到负载的功率传递效率。
高功率匹配网络U1用于将正交耦合器第一输出端的阻抗匹配至高功率整流器的最佳阻抗值。低功率匹配网络U2，用于将第二输出端的阻抗匹配至低功率整流器的最佳阻抗值。从而可以使高功率整流器和低功率整流器在各自的最佳工作点上达到最大效率。
示例性地，为了选择合适的功率点，根据公式6和公式7设计各整流器的匹配网络，使Γ3和Γ4在较宽的输入功率范围内尽可能相等，从而获得较高的PCE。假设正交耦合器的第一输出端与第二输出端的阻抗均为50欧姆，并使其与输入端口同一侧的端口接地。设计高功率匹配网络U1和低功率匹配网络U2，将高功率整流器和低功率整流器的输入端匹配至50欧姆。
如图2所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，高功率匹配网络U1包括第三微带线TL3和第四微带线TL4，第三微带线TL3的一端与第一二极管D1的阳极以及第三二极管D3的阴极连接，第三微带线TL3的另一段与第四微带线TL4以及正交耦合器的第一输出端连接；
低功率匹配网络U2包括第五微带线TL5和第六微带线TL6，第五微带线TL5的一端与第二二极管D2的阳极以及第四二极管D4的阴极连接，第五微带线TL5的另一段与第六微带线TL6以及正交耦合器的第二输出端连接；
第三微带线TL3、第四微带线TL4、第五微带线TL5以及第六微带线TL6的宽度相等，第五微带线TL5的长度大于第三微带线TL3，第六微带线TL6的长度大于第四微带线TL4的长度。
具体地，为实现阻抗的匹配，高功率匹配网络U1采用了第三微带线TL和第四微带线TL构成的π型匹配网络，低功率匹配网络U2采用了第五微带线TL5和第六微带线TL6构成的π型匹配网络。π型匹配网络由两个串联的微带线组成，它具有输入阻抗容易调节的特点，适合应用于实际的匹配网络设计中。
进一步地，第三微带线TL3和第四微带线TL4的电气长度之比设计为1:1.2，它们的宽度设计为相等。通过调节第三微带线TL3和第四微带线TL4的电气长度比例，可以实现将正交耦合器第一输出端P3的50欧姆阻抗匹配至高功率整流器等效负载阻抗的复共轭阻抗值。类似地，第五微带线TL5和第六微带线TL6的电气长度之比设计为1:1.5，它们的宽度设计为相等。通过调节第五微带线TL5和第六微带线TL6的电气长度比例，可以实现将正交耦合器第二输出端P4的50欧姆阻抗匹配至低功率整流器等效负载阻抗的复共轭阻抗值。
相比第三微带线TL3，第五微带线TL5设计的长度更长，这是因为低功率整流器的等效负载阻抗大于高功率整流器，所以需要更大的电气长度来实现阻抗匹配。通过两个π型匹配网络，分别将两个输出端口的阻抗匹配至高低功率整流器的最佳工作阻抗，可以使整流电路在较宽功率范围内实现更高效的整流。
如图2所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，正交耦合器包括第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9和第十微带线TL10，第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9和第十微带线TL10依次首尾连接构成矩形；
第七微带线TL7的一端作为正交耦合器的输入端，用于接收目标功率信号，第七微带线TL7的另一端作为第一输出端；
第八微带线TL8的一端接地，第八微带线TL8的另一端作为第二输出端。
具体地，为实现耦合器的功率分配与回收功能，正交耦合器采用了典型的四端口微带线结构。具体地，正交耦合器包含第七微带线TL7、第八微带线TL8、第九微带线TL9和第十微带线TL10，它们依次首尾连接构成一个矩形结构。
其中，第七微带线TL7的一端作为正交耦合器的输入端端口，用于接收外部输入的目标功率信号；第七微带线TL7的另一端作为正交耦合器的第一输出端P3。第八微带线TL8的一端接地，作为P2；第八微带线TL8的另一端作为正交耦合器的第二输出端P4。
进一步地，矩形微带线结构实现了P1到P3和P4的耦合，输入信号可以通过耦合器传递到两个输出端口。同时，P2接地作为隔离端口，可以抑制输入端的反射波对输出端的影响。这种结构实现了输入信号的平分和输出端口之间的隔离。
相比而言，第七微带线TL7和第八微带线TL8的尺寸设计的更小，这是由于它们直接连接输入端需要匹配50欧姆阻抗的设计需要。而第九微带线TL9和第十微带线TL10可以设计的更宽，因为它们连接至两个整流器，其阻抗匹配由子整流器的匹配电路来完成。
该矩形微带线正交耦合器结构可以实现对输入信号的平分和输出，以给两个不同功率范围的子整流器提供分而治之的输入，从而实现宽范围功率的自适应整流。
在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，第五微带线TL5与第六微带线TL6的长度和宽度相等，第七微带线TL7与第八微带线TL8的长度和宽度相等，第五微带线TL5的长度和宽度大于第七微带线TL7。
具体地，为了实现输入阻抗的匹配，高低功率子整流器分别采用了第五微带线TL5、第六微带线TL6和第七微带线TL7、第八微带线TL8构成的π型匹配网络。其中，第五微带线TL5与第六微带线TL6的长度和宽度设计成相等，可以保证两条线的特性阻抗相同，有利于构成π型匹配网络。第七微带线TL7与第八微带线TL8的长度和宽度也设计成相等，以保证正交耦合器各端口的阻抗特性一致。
另外，第五微带线TL5和第六微带线TL6的长度和宽度均设计得大于第七微带线TL7和第八微带线TL8。这是因为低功率子整流器的最佳阻抗匹配点大于高功率子整流器，因此匹配网络需要更大的电气长度。而正交耦合器两端口阻抗为50欧姆，电气长度更小。
通过优化微带线段的电气长度尺寸设计，高低功率子整流器匹配网络(TL5、TL6和TL7、TL8)可以各自实现对复共轭阻抗的匹配，从而最大程度减小反射波，提高工作频段内的整流效率。同时，正交耦合器微带线段(TL7、TL8)也实现了各端口间特性阻抗的一致性，保证了功率的平分和回收功能。
上述尺寸设计符合微带线段的电气长度与物理长度的关系，实现了整个系统在较宽功率范围内的阻抗匹配和高效整流，通过相互匹配的设计优化了整体的整流性能。
如图3所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，整流电路还包括第一滤波模块U3和第二滤波模块U4，第一滤波模块U3与高功率整流器的输出端连接，第二滤波模块U4与低功率整流器的输出端连接，第一滤波模块U3和第二滤波模块U4用于对目标直流信号进行滤波。
具体地，考虑到整流电路输出的直流电压存在脉动和纹波，为获取稳定的直流电压信号，在高低功率整流器输出端分别设置了第一滤波模块U3和第二滤波模块U4进行滤波。
进一步地，第一滤波模块U3与高功率整流器的输出端连接，用于对高功率整流器输出的直流电压进行滤波。第一滤波模块U3可以采用LC低通滤波器形式，包括第一电容C1和第十一微带线TL11。微带线和电容一起构成低通滤波器，实现对直流信号低频成分的通过和高频脉动成分的滤除。通过设计微带线和电容的数值，可以计算出截止频率，对高功率整流器输出的直流电压进行平滑滤波，提供一个稳定的直流电压输出。
同理，第二滤波模块U4与低功率整流器的输出端连接，用于对低功率整流器输出的直流电压进行滤波。第二滤波模块U4也可以采用LC低通滤波器形式，包括第二电容C2和第十二微带线TL12。通过合理设计，对低功率整流器的直流电压进行有效过滤。
两滤波模块的具体电路参数可以根据整流电路的工作频率和输输出需求来设计。其效果是可以有效抑制直流电压中的脉动成分和高频环流，提高直流输出的稳定性。
在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，整流电路还包括介质层和接地层，正交耦合器、高功率整流器以及低功率整流器设置于介质层的第一表面，接地层设置于介质层的第二表面，第二表面为第一表面的相反表面。
考虑到微带线整流电路需要确保金属导体的导电效果和介质层的介电效果，因此整流电路在制作时需要设置介质层和接地层进行支撑。
具体地，设置一个介质层，其第一表面用于支撑和固定正交耦合器、高功率整流器以及低功率整流器的微带线结构。介质层的材质需要选择合适的介电常数，来实现微带线的特性阻抗匹配。
另外，在介质层的第二表面设置一个全面铺设的接地层，作为整个电路的接地平面。接地层一般选择金属材料，以确保良好的导电效果。
这样，正交耦合器和两个子整流器的微带线层夹在介质层和接地层之间，起到传输线的作用，同时也实现了传输线与地之间的隔离。这种三维的叠层结构保证了微带线的导电效果，实现了微波的传输线路作用。这种设计使得整流电路在一片介质层上实现了微波集成电路的效果，有利于提高质量，减小体积，同时也方便了批量制作和安装。
如图3所示，在上述实施例的基础上，作为一种可以选的实施例，在高功率匹配网络U1和第一二极管D1之间还可以设计一隔直电容(第三电容C3)，其中，第三电容C3的一端与高功率匹配网络U1的输出端连接，第三电容C3的另一端与第一二极管D1的阳极连接。
同理，在低功率匹配网络U2和第二二极管D2之间也可以设计一隔直电容(第四电容C4)，其中，第四电容C4的一端与低功率匹配网络U2的输出端连接，第四电容C4的另一端与第二二极管D2的阳极连接。
考虑到匹配网络输出的是交流射频信号，而整流二极管需要的是脉动直流电压，所以在两者连接处需要一个用来隔直流的电容。
具体地，第三电容C3可以隔直流，使交流射频信号可顺利传入第一二极管D1，并被整流为直流电压。第四电容C4的连接方式与第三电容C3相同，使低功率匹配网络U2输出的射频交流信号可通过电容隔直后进入第二二极管D2进行整流。
通过两个额外设置的隔直电容C3和C4，可以隔离交流和直流信号，防止直流分量进入匹配网络影响其正常工作。同时也可以提供一个相对连续平滑的交流信号输入给二极管整流。
该设计完善了整流电路的结构，既实现了匹配网络和整流部分的隔离，也使二极管获得更好的交流输入信号，有助于提高整流效果和稳定性，从而增强整个宽范围输入功率整流电路的性能。
如图4所示，在一种可行的实施方式中，设置工作频率为f＝2.45GHz。第三电容C3为27pF，第四电容C4为9pF，设置第一电容C1电容为0.6pF，第二电容C2为0.5pF。在上支路增加负载R1为800Ω，下支路负载R2为2200Ω。对整流电路进行仿真，得到如图4所示的不同工作功率下效率的仿真与测量效率图，以及如图5所示的不同工作功率下的回波损耗的仿真图。由图4和图5中可以明显看出，该整流电路的工作最优输入功率为16dBm。
进一步地，在上述实施例的基础上，作为另一种可行的实施方式中，设置信号输入功率为16dBm，可得到如图6所示的不同工作频率下的整流效率的仿真图，可得到该整流电路，在工作效率大于50％的输入功率范围为3.3～30.3dBm(27dB)。
Claims (10)
1.一种整流电路，其特征在于，包括正交耦合器、高功率整流器以及低功率整流器，所述高功率整流器的工作功率大于所述低功率整流器的工作功率，所述正交耦合器的第一输出端与所述高功率整流器的输入端相连接，所述正交耦合器的第二输出端与所述低功率整流器的输入端相连接；
所述正交耦合器用于接收目标功率信号，并将所述目标功率信号分别输出至所述高功率整流器和所述低功率整流器；
所述高功率整流器和所述低功率整流器用于将所述目标功率信号转换为目标直流信号，并反射功率信号至所述正交耦合器；
所述正交耦合器还用于将所述功率信号重新输出至所述高功率整流器和所述低功率整流器。
2.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，所述高功率整流器包括第一二极管，所述第一二极管的阳极与所述正交耦合器的第一输出端连接；所述低功率整流器包括第二二极管，所述第二二极管的阳极与所述正交耦合器的第二输出端连接，所述第二二极管的工作功率小于所述第一二极管的工作功率。
3.根据权利要求2所述的整流电路，其特征在于，所述高功率整流器还包括第三二极管，所述第三二极管的阴极与所述第一二极管的阳极、所述正交耦合器的第一输出端连接；所述低功率整流器还包括第四二极管，所述第四二极管的阴极与所述第二二极管的阳极、所述正交耦合器的第二输出端连接。
4.根据权利要求3所述的整流电路，其特征在于，所述高功率整流器还包括第一微带线，所述第一微带线与所述第三二极管的阳极连接，所述低功率整流器还包括第二微带线，所述第二微带线与所述第四二极管的阳极连接。
5.根据权利要求2所述的整流电路，其特征在于，还包括高功率匹配网络和低功率匹配网络，所述高功率匹配网络串联在所述第一二极管的阳极与所述正交耦合器的第一输出端之间，所述高功率匹配网络用于将所述正交耦合器的第一输出端的阻抗匹配至设定值；
所述低功率匹配网络串联在所述第二二极管的阳极与所述正交耦合器的第二输出端之间，所述低功率匹配网络用于将所述正交耦合器的第二输出端的阻抗匹配至所述设定值。
6.根据权利要求5所述的整流电路，其特征在于，所述高功率匹配网络包括第三微带线和第四微带线，所述第三微带线的一端与所述第一二极管的阳极以及第三二极管的阴极连接，所述第三微带线的另一段与所述第四微带线以及所述正交耦合器的第一输出端连接；
所述低功率匹配网络包括第五微带线和第六微带线，所述第五微带线的一端与第二二极管的阳极以及第四二极管的阴极连接，所述第五微带线的另一段与所述第六微带线以及所述正交耦合器的第二输出端连接；
所述第三微带线、所述第四微带线、所述第五微带线以及所述第六微带线的宽度相等，所述第五微带线的长度大于所述第三微带线，所述第六微带线的长度大于所述第四微带线的长度。
7.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，所述正交耦合器包括第七微带线、第八微带线、第九微带线和第十微带线，所述第七微带线、所述第八微带线、所述第九微带线和所述第十微带线依次首尾连接构成矩形；
所述第七微带线的一端作为所述正交耦合器的输入端，用于接收所述目标功率信号，所述第七微带线的另一端作为所述第一输出端；
所述第八微带线的一端接地，所述第八微带线的另一端作为所述第二输出端。
8.据权利要求7所述的整流电路，其特征在于，所述第五微带线与第六微带线的长度和宽度相等，所述第七微带线与所述第八微带线的长度和宽度相等，第五微带线的长度和宽度大于所述第七微带线。
9.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，还包括第一滤波模块和第二滤波模块，所述第一滤波模块与所述高功率整流器的输出端连接，所述第二滤波模块与所述低功率整流器的输出端连接，所述第一滤波模块和所述第二滤波模块用于对所述目标直流信号进行滤波。
10.根据权利要求1所述的整流电路，其特征在于，还包括介质层和接地层，所述正交耦合器、所述高功率整流器以及所述低功率整流器设置于所述介质层的第一表面，所述接地层设置于所述介质层的第二表面，所述第二表面为所述第一表面的相反表面。
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