CN117614271A - 堆叠式Buck偏置电路的优化方案 - Google Patents

堆叠式Buck偏置电路的优化方案 Download PDF

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CN117614271A CN202311405399.7A CN202311405399A CN117614271A CN 117614271 A CN117614271 A CN 117614271A CN 202311405399 A CN202311405399 A CN 202311405399A CN 117614271 A CN117614271 A CN 117614271A
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童建利
王彦斌
任海
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Abstract

本申请实施例公开一种电压转换电路，电压转换电路包括堆叠式降压转换电路和偏置电路，堆叠式降压转换电路包括堆叠相电路和Buck相电路，堆叠相电路和Buck相电路连接，所述Buck相电路包括第一电容Cm；偏置电路的输入端连接输入电压，偏置电路的输出端连接第一电容Cm的第一端；偏置电路用于在堆叠式降压转换电路启动之前，对第一电容Cm进行充电至第一电压。本申请实施例，可提高堆叠式降压转换电路运行的可靠性和稳定性，实现堆叠相和Buck相电路的电流均衡。

Description

堆叠式Buck偏置电路的优化方案
技术领域
本申请涉及电路领域，具体涉及一种降压转换电路及具有该降压转换电路的服务器。
背景技术
随着人工智能AI(Artificial Intelligence，AI)的兴起，对服务器算力的要求越来越高，服务器的功耗也越来越大，对给服务器供电的电源功率密度和效率的要求也急剧提升，对于高性能服务器而言，例如HPC(High Performance Computing，HPC)，传统的12V母线架构已经不能满足功耗需求，需要转向48V母线架构；然而，服务器主板电源架构依然是12V供电的架构，因此，为了获得12V的主板电压，需要在母线48V和主板12V之间增加电压转换器完成48V至12V的转换，然而，如何在有限的服务器的空间内，减小电压转换器的体积是当前亟需解决的问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种电压转换电路、计算设备，可以降低电压转换电路中MOS管的承受的电压应力，减少开关损耗，提高电路运行过程中的可靠性和稳定性。
第一方面公开了一种电压转换电路，该电压转换电路包括堆叠式降压转换电路和偏置电路堆叠式降压转换电路包括堆叠相电路和Buck电路，堆叠相电路和所述Buck相电路连接，Buck相电路包括第一电容Cm；偏置电路的输入端连接输入电压，偏置电路的输出端连接第一电容Cm的第一端；偏置电路用于在堆叠式降压转换电路启动之前，对第一电容Cm进行充电至第一电压。
本申请实施例中，通过设置与堆叠式降压转换电路连接的偏置电路，使得在堆叠式降压转换电路启动之前，第一电容Cm的电压被充至第一电压，这样相比于没有设置偏置电路的情况，可以使得堆叠式降压转换电路在启动时其包括的MOS管所承受的电压减小，可以提高电路运行的可靠性和稳定性。当第一电压为输入电压的一半时，可以使得堆叠式降压转换电路中的MOS管在堆叠式降压转换电路启动时和启动后(接收控制信号正常工作以后)所承受的电压一致，确保MOS管没有损坏的风险，提高电路的可靠性。通过对第一电容Cm的提前充电，也可以使得堆叠相和Buck相电路的电流实现均衡。
作为一种可能的实施方式，该偏置电路包括第一MOS管、第二MOS管、第一电阻R1，第二电阻R2以及第三电阻R3；第一电阻R1的第一端连接输入电压，第一电阻R1的第二端分别连接第一MOS管的栅极、第二电阻R2的第一端、第二MOS管的栅极；第二电阻R2的第二端接地；第一MOS管的漏极与所述输入电压连接，所述第一MOS管的源极分别连接所述第三电阻R3的第一端和所述第二MOS管的源极，所述第二MOS管的漏极接地；所述第三电阻R3的第二端与所述第一电容Cm的第一端连接；
本申请实施例中，偏置电路通过如上的电路结构设置，可以完成对第一电容Cm的充电，并且在堆叠式降压转换电路启动过程中，输入电压存在跌坑的情况下，第一电容Cm的电压依然能够实时跟随第一电压，确保电路运行的稳定性。
作为一种可能的实施方式，偏置电路包括第一MOS管、第一电阻R1，第二电阻R2以及第三电阻R3；第一电阻R1的第一端连接所述输入电压，第一电阻R1的第二端分别连接第一MOS管的栅极和第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端接地；第一MOS管的漏极与所述输入电压连接，第一MOS管的源极与所述第三电阻R3的第一端连接，第三电阻R3的第二端与所述第一电容Cm的第一端连接。
本申请实施例中，通过减少偏置电路中一个MOS管，可以有效减少整个电压转换电路的面积，节约电路设计的成本，提高电路的集成度。
作为一种可能的实施方式，堆叠相电路包括第二电容Cs，偏置电路对第一电容Cm和第二电容Cs的充电时间为t；在完成对第一电容Cm和第二电容Cs的充电时，第一电容Cm和第二电容Cs的电压均等于第三电阻R3的第一端的电压；输入电压具有震荡周期T，所述震荡周期T用于表征输入电压从启动到进入稳态的时间，充电时间t与震荡周期T满足：
t＞5T，
其中，充电时间t＝3*R3(Cm+Cs)。
作为一种可能的实施方式，充电时间t还需满足：
t＜T缓启，
其中，所述T缓启为预设的所述电压转换电路的启动时间。
本申请实施例中，通过第三电阻R3-的参数设计，约束偏置电路对第一电容Cm和第二电容Cs的充电时间t，从而使得偏置电路可以完全避开输入电压出现震荡时，对整个电压转换电路的影响，确保电路运行的稳定性。
作为一种可能的实施方式，第三电阻R3的冲击功率PD满足：其中，Vin为所述输入电压的电压值。
本申请实施例中，为了避免第三电阻R3承受的电压或者电流过大，因此，在对第三电阻R3的进行选型的时候，可以对其能够承受的最大功率的最小值进行筛选，确保电路运行过程中电阻不会因为电流过大而损坏，提高电路运行的可靠性。
作为一种可能的实施方式，第一MOS管的漏源电压VDS需满足：其中，Vin为所述输入电压的电压值。
作为一种可能的实施方式，第一MOS管的电流Id需满足：
作为一种可能的实施方式，第一MOS管所承受的能量E需满足：
作为一种可能的实施方式，第一MOS管为NMOS管。
本申请实施例中，为了避免第一MOS管所承受的电压或者电流过大而导致第一MOS管损坏，在对第一MOS管进行器件选型的时，可以对其耐压值以及能承受的最大电流的最小值、以及能承受的最大能量的最小值进行筛选，这样，可以确保电路运行过程中第一MOS管不会因为所承受的漏源电压或者电流过高而损坏，提高电路运行的可靠性。
作为一种可能的实施方式，第一电阻R1的阻值等于所述第二电阻R2的阻值。本申请实施例中，在第一电阻与第二电阻的阻值相等时，偏置电路在堆叠式降压转换电路启动之前，对第一电容充电所达到的第一电压等于输入电压的一半，从而可以使得堆叠式降压转换电路中的MOS管在堆叠式降压转换电路启动时和启动正常工作以后所承受电压是一致的，减少了MOS管损坏的风险，提高了电路运行的可靠性。其中，堆叠式降压转换电路启动时是指堆叠式降压转换电路接收输入电压上电，但其包括的MOS管还没有接收控制信号开始工作，也就是说堆叠式降压转换电路还没有进行降压转换。
第二方面公开了一种计算设备，计算设备包括电源模块，如第一方面以及第一方面中任一可能的实现方式中的电压转换电路、计算模块；电源模块与电压转换电路连接，电压转换电路与计算模块连接，电压转换电路用于将电源模块的输出电压转换为给计算模块供电的电压。其中计算模块可以是GPU计算模块或者CPU计算模块。
应理解，本申请上述多个方面或者任一种可能的实施方式的实现和有益效果可互相参考。
附图说明
图1是本申请实施例提供的一种计算设备的架构图；
图2是本申请实施例提供的一种电压转换单元的电路图；
图3是本申请实施例提供的一种堆叠式降压转换电路的电路图；
图4是本申请实施例提供的一种堆叠式降压转换电路的控制波形图；
图5是本申请实施例提供的一种堆叠式降压转换电路在一个时间区间内的等效电路图；
图6是本申请实施例提供的一种堆叠式降压转换电路在另一个时间区间内的等效电路图；
图7是本申请实施例提供的一种堆叠式降压转换电路在另一个时间区间内的等效电路图；
图8是本申请实施例提供的一种堆叠式降压转换电路在另一个时间区间内的等效电路图；
图9是本申请实施例提供的一种电压转换单元的电路图；
图10是本申请实施例提供的一种电压转换单元的电路图；
图11是本申请实施例提供的一种电压转换单元在输入电压跌坑时的电路状态图；
图12是本申请实施例提供的一种电压转换单元的电路图。
具体实施方式
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请实施方式作进一步地详细描述。
下面对本申请实施例涉及的一些术语概念做解释说明。
Buck电路：Buck电路是一种常用的降压直流稳压电源电路，通常用于将高电压转换为更低的电压，该电路利用PWM技术来控制电感和开关管，以保持输出电压在一个稳定的范围内，除了其稳压性能，Buck电路还具有高效率、小尺寸等优点，因此，被广泛应用于各种电子设备中。
PWM(Pulse Width Modulation，PWM)控制技术:PWM控制技术就是对脉冲的宽度进行调制的技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效获得所需要的波形(包括形状和幅值)；开关电源一般都采用脉冲宽度调制PWM技术，其特点是频率高、效率高、功率密度高、可靠性高。
电压应力：电压应力就是在应用中的工作电压与额定电压值的比值，一般设计时电压应力不超过90％。
异构计算：异构计算(heterogeneous computing)是指不同类型的计算单元合作完成计算任务。每个计算单元可以采用不同的架构，分别擅长处理不同类型的计算任务。目前异构计算方式主要包括CPU(central processing unit,CPU)+图形处理器(graphicsprocessing unit GPU)、CPU+现场可编程逻辑门阵列(field programmable gate array，FPGA)、CPU+专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)等。
异构服务器是指支持异构计算的服务器，通常可以包括至少两种不同类型的处理芯片。目前主流的异构服务器主要采用CPU+GPU的形式，基于GPU强大的并行计算能力，可以极大地加速图形渲染、机器学习模型的训练、神经网络模型的训练等。相应地、异构服务器在大数据、云计算、人工智能等领域的应用十分广泛。
下面对本申请实施例的应用场景举例说明。
如图1所示，图1为计算设备主板100的一种供电架构示意图。计算设备以异构型服务器为例，服务器包括主板100，主板100上设置有电源模块1-101、电源模块2-102、电压转换单元103、第一计算模块105、第二计算模块104；其中，电源模块1-101的输入端可以接收交流电网的220V的交流电，然后将其转换为第二电压输出，例如第二电压可以是48V的直流电，第二计算模块104的电源输入端可以连接电源模块101的输出端，以使得第二电压为第二计算模块104供电；电源模块2-102的输入端可以接收交流电网的220v的交流电，然后将其转换为第二电压输出，电压转换单元103的输入端可以连接电源模块2的输出端，电压转换单元103可以将第二电压转换为第三电压，例如，第三电压可以是12v，第一计算模块105的电源输入端可以跟电压转换单元103的输出端连接，以使得第三电压为第一计算模块105供电。其中，第一计算模块105可以是中央处理器CPU计算模块，第二计算模块104可以是GPU计算模块。
需要说明的是，一个处理芯片以及该处理芯片对应的外围电路可以称为计算模块。例如，异构服务器包括2块CPU和4块GPU，这2块CPU共用外围电路，这4块GPU也共用外围电路，此时，这2块CPU以及对应的外围电路可以称为CPU计算模块，这4块GPU以及对应的外围电路可以称为GPU计算模块。
图2为电压转换器的一种内部电路结构图，如图2所示，电压转换单元200包括PWM控制器201、驱动电路202以及降压转换电路203，其中降压转换电路203包括两个MOS管，Q1和Q2，电感L1，电容Cout，Q1和Q2可以是MOS场效应管，例如可以是N型MOS管，以Q1和Q2为N型MOS管为例，Q1的漏极与输入电压Vin连接，Q1的源极分别连接电感L1的一端以及Q2的漏极，Q1的栅极与驱动电路202的第一输出端连接；Q2的源极接地，Q2的栅极与驱动电路202的第二输出端连接；电感L1的另一端与电容Cout的一端连接，电容Cout的另一端接地；降压转换电路203还可以包括输入电容Cin，输入电容Cin的一端连接输入电压Vin，输入电容Cout的另一端接地；输入电容Cin可以滤除输入电压Vin的毛刺，使其变得平滑；PWM控制器201的输出端与驱动电路202的输入端连接，PWM控制器201用于调节PWM的脉冲宽度和占空比，以使得驱动电路202输出脉冲宽度可调的方波。
在本实施例的一种实现方式中，通过控制输入至Q1和Q2栅极的PWM脉冲，使得Q1和Q2在一个脉冲周期内可以交替导通，例如，Q1导通时，Q2截止，输入电压Vin通过Q1给电感L1充电；Q2导通时，Q1截止，电感L1通过L1和Q2所形成的回路放电，以使得L1为负载提供输出电压Vout；而在上述工作过程中，Q1和Q2在截止时所承受的漏源电压为VDS＝Vin，即Q1和Q2所承受的最大的电压应力为Vin/V额，这种电路拓扑会导致Q1和Q2的电压应力较大，继而会导致整个降压转换电路203的开关损耗较高。一般而言，以电力MOS场效应管为例，电压转换单元的设计要点在于使得MOS管的漏源电压工作在较低的水平上，这样就可以有效降低开关管的关断损耗与导通损耗，为了适配较低漏源电压，可以采用耐压值较低的MOS管类型，耐压值较低的MOS管，具有较低的品质因素FOM，这样，可以有效减少降压转换电路203的开关损耗，其中，品质因素FOM＝Ron×Qg，其中Ron是MOS管的导通电阻，Qg是MOS管的栅极电荷。
为了降低Q1和Q2的电压应力，减少电路的开关损耗，相关技术中提出了一种如图3所示的堆叠式降压转换电路。
参见图3，图3所示的电压转换单元103在图2的电压转换单元200的基础上增加了一个堆叠相电路1033，因此称之为堆叠式降压电路，也就是说降压转换电路1035包括为buck相电路1034和堆叠相电路1033，两者共同构成堆叠式降压转换电路1035，由于增加了一个堆叠相电路1033，相应的也需要增加一个驱动电路1032；如图3所示，电压转换单元103包括PWM控制器1031，驱动电路1032和1036，以及堆叠式降压转换电路1035；其中，PWM控制器1031的第一输出端与驱动电路1032的输入端连接，PWM控制器1031的第二输入端与驱动电路1036的输入端连接；PWM控制器1031以及驱动电路1032，例如，驱动电路1032可以是驱动芯片。驱动电路1036的功能与图2中的相同，在此不再赘述。
堆叠相电路1033包括三个MOS管：HS1，RST和LS1，电容Cs和电感L1，HS1，RST和LS1可以是，例如可以是N型MOS管，以HS1，RST和LS1为N型MOS管为例，HS1的漏极与输入电压Vin连接，HS1的栅极与驱动电路1032第一输出端连接，HS1的源极分别连接电容Cs的一端以及RST的漏极，RST的栅极与驱动电路1032的第二输出端连接，RST的源极与电容Cm的一端连接，LS1的栅极与驱动电路1032的第三输出端连接，LS1的漏极与电容Cs的另一端，LS1的源极接地，电容Cs的另一端还与电感L1的一端连接，L1的另一端连接输出电容Co；BUCK相电路1034包括两个MOS管：HS2和LS2，以及电容Cm和电感L2，HS2的漏极分别与RST的源极连接以及电容Cm的一端连接，Cm的另一端接地，HS2的栅极与驱动1036的第一输出端连接，HS2的源极分别与电感L2的一端以及LS2的漏极连接，LS2的栅极与驱动1036的第二输出端连接，LS2的源极接地，电感L2的另一端与输出电容Co的一端连接，输出电容Co的另一端接地。
接下来，对图3所示的堆叠式降压转换电路1035的工作原理进行分析，在一个周期内，以控制信号的占空比小于50％为例，如图4所示，图4为MOS管HS1、LS1、RST、HS2、Cm，LS2的控制波形图，其中t0-t1时间段内，MOS管HS1和LS2的控制信号为高电平，LS1、RST和HS2的控制信号为低电平，因此，在t0-t1时间段内，HS1和LS2导通，LS1、RST和HS2截止，降压转换电路1035的等效电路如图5所示，此时，输入电压Vin通过电容Cs和L1为负载供电，输入电压Vin给电容Cs充电，使得电容Cs的电压达到稳态，电感L2通过L2与LS2所形成的回路放电，以使得电感L2为负载供电，堆叠相的上半回路和Buck相的下半回路的电流流向如图5中的I1和I2所示。
在t1-t2时间段内，MOS管HS1和HS2的控制信号为低电平，LS1、RST和LS2的控制信号为高电平，因此，在t1-t2时间段内HS1和HS2截止，LS1、RST和LS2导通，降压转换电路1035的等效电路如图6所示，此时，电容Cs通过RST为电容Cm充电，在堆叠相的上半回路中，电感L1通过L1与LS1所形成的回路放电，使得电感L1为负载供电，在Buck相的下半回路中，电感L2通过与LS2所形成的回路放电，使得电感L2为负载供电。堆叠相的上半回路和Buck相的下半回路的电流流向如图6中的I1和I2所示。
在t2-t3时间段内，MOS管HS1和LS2的控制信号为低电平，LS1、RST和HS2的控制信号为高电平，因此，在t2-t3时间段内HS1和LS2截止，LS1、RST和HS2导通，降压转换电路1035的等效电路如图7所示，此时，电容Cs通过RST继续为电容Cm充电，在堆叠相的上半回路中，电感L1通过L1与LS1所形成的回路放电，使得电感L1为负载供电，在Buck相的下半回路中，电容Cm和电容Cs通过HS2为电感L2充电，电容Cm和电容Cs通过与HS2，L2所形成的回路为负载供电。上半回路的堆叠相和下半回路的Buck相的电流流向如图7中的I1和I2所示。
在t3-t4时间段内，MOS管HS1和HS2的控制信号为低电平，LS2、RST和LS1的控制信号为高电平，因此，在t3-t4时间段内HS1和HS2截止，LS2、RST和LS1导通，降压转换电路1035的等效电路如图8所示，此时，电容Cs通过RST继续为电容Cm充电，在堆叠相的上半回路中，电感L1通过L1与LS1所形成的回路放电，使得电感L1为负载供电，在Buck相的下半回路中，电感L2通过与LS2所形成的回路为负载供电。上半回路的堆叠相和下半回路的Buck相的电流流向如图8中的I1和I2所示。
通常，为了使得每个MOS管在工作过程中的电压应力尽可能小，并且实现堆叠相和Buck相电流均衡，在设计堆叠式降压转换电路时，应使得电容Cm和电容Cs能够被充电到的最大电压VC＝Vin/2，这样，就会使得每个MOS管所承受的最大漏源电压VDS＝Vin/2，这样，相较于图2所示的只包括一个Buck电路的降压转换电路来说，每个MOS管承受的电压应力可以减少一半，因此，可以减少电路损耗。
然而，对于图3所示的堆叠式降压转换电路1035而言，在电路开始工作之前，输出电压Vout＝0，此时，电容Cm和电容Cs还没有被充电，VC＝0，此时MOS管HS1承受的漏源电压为VDS＝Vin，而此堆叠式降压转换电路是为了减少电压应力而设计的，该电路在正常工作状态下每个MOS管承受的最大漏源电压(耐压值)为VDS1＝Vin/2，每个MOS管在正常工作状态下的电压波形是最大值为Vin/2，最小值为0的方波，因此，每个开关管在选型时，都选取了具有较小耐压值的MOS管，例如耐压值VDS＝Vin/2的MOS管(或者耐压值VDS稍大于Vin/2)，因此，如果直接启动电源(将堆叠式降压转换电路1035接入输入电压Vin)，那么在该电路还没有接收控制信号，没有正常工作时，HS1所承受的电压VHS1＝Vin，这就导致MOS管HS1承受的漏源电压超过其正常工作时的漏源电压，从而导致MOS管可能因所承受的漏源电压大于其耐压值而损坏，同时，由于加载在堆叠项相的电压过高，也会导致堆叠相电路和Buck相电路的电流不均衡，电感L1饱和的问题。
基于此，本申请实施例提供一种降压转换单元104，如图9所示，图9所示的电压转换单元104包括偏置电路1036以及图3中的电压转换单元103，其中，偏置电路1036的输出端与电压转换单元103中的电容Cm的一端连接。偏置电路1036用于在堆叠式降压转换电路启动之前，对电容Cm和电容Cs进行充电至电压VC，且Vc＜Vin，这样便可以在堆叠式降压转换电路1035启动时，每个Mos管，例如HS1承受的漏源电压减小，同时也可以减少电路损耗。应理解，上述堆叠式降压转换电路启动是指其接收输入电压Vin而进行上电，堆叠式降压转换电路启动之前是指其接收输入电压Vin上电之前。
接下来，对电压转换单元104的整个工作过程进行分析。首先对偏置电路1036的工作原理进行分析，如图10所示(图10为了简化电路图没有示意驱动1032的PWM控制器)，图10提供了一种偏置电路1036的具体电路组成，偏置电路1036包括电阻R1，R2，R3，MOS管Q3和Q4，MOS管Q3和Q4可以是电力MOS场效应管，以Q3为N型MOS管，Q4为P型MOS管为例，Q3的漏极连接输入电压Vin，Q3的栅极分别连接电阻R1的一端以及Q4的栅极，Q3的源极分别连接电阻R3的一端以及Q4的源极，Q4的漏极接地，R3的另一端连接电容Cm的一端，电阻R1的另一端连接输入电压Vin，电阻R2的一端连接电阻R1的一端，电阻R2的另一端接地。
在偏置电路1036接入输入电压Vin时，A点的电压B点的电压VB＝VA—VGS3≈VA，其中VGS3为Q3的栅源导通门槛电压，一般在2V左右，相较于VA可以忽略不计，此时Q3导通，Q4截止，输入电压Vin通过Q3和R3向电容Cm充电，当电路达到稳态之后，由于电容Cm的电容量足够大，因此，R 3两端的压降也可以忽略不计，此时，电容Cm两端的电压(图10中C点的电压)Vc＝VB＝VA，而使输入电压Vin也可以通过Q3，R3，RST向电容Cs充电至与电容Cm相同的电压，应理解，此时RST的寄生二极管电容可以导通，从而使得Cs完成充电。可以通过调节电阻R1和电阻R2的比例，使得电容Cm和电容Cs在堆叠式降压转换电路启动之前，充电至Vc,且/>
通过上述偏置电路1036的设置，可以使得在堆叠式电压转换电路1035启动之前，电容Cm和电容Cs两端的电压而不是零。在完成对电容Cm和电容Cs的充电之后，启动堆叠式电压转换电路1035，也就是说通过PWM控制器1031和驱动1032生成5个Mos管的HS1，RST、LS1、HS2和LS2的PWM控制信号。
这样，在偏置电路1036完成对电容Cm和电容Cs的充电之后，对堆叠式降压转换电路1035开始上电(接入输入电压Vin)，但还没有正常工作之前，HS1和HS2承受的电压分别为VHS1＝Vin-VC，VHS2＝VC，其余MOS管LS1，LS2，RST承受的电压为零。
这样，由于偏置电路对电容Cm和电容Cs的充电作用，使得堆叠式降压转换电路在正式工作之前，HS1所承受的电压减小，从而减小了HS1损坏的风险，提高了电路的安全性能。
在一种实施方式中，基于前述对堆叠式降压转换电路的分析，在堆叠式降压转换电路接收控制信号进入正常工作阶段时，通常使得VC＝Vin/2，使得每个MOS管承受的最大漏源电压VDS＝Vin/2，因此，本申请的偏置电路中，使得R1＝R2，从而使得VC＝Vin/2，这样，就可以使得HS1和HS2在堆叠式降压转换电路正常之前所承受的漏源电压与其正常工作时是一致的，确保了电路工作的安全性和可靠性。
需要说明的是偏置电路1036先于堆叠式降压转换电路1035工作，因此，在对电压转换单元103设计时，需要使得堆叠式降压转换电路接收输入电压Vin的时序滞后于偏置电路接收输入电压Vin的时序，也就是在偏置电路将电容Cm的电压充电至VC，例如Vin/2时，堆叠式降压转换电路才开始接收输入电压Vin。
而在堆叠式降压转换电路接收输入电压Vin，准备开始正式工作的过程中，输入电压Vin可能会存在跌坑，如图11所示：例如输入电压Vin从60V跌落到40V，假设R1＝R2，此时，A点的电压也会相应的跌落至20V，而由于电容Cm的电压不能突变，因此，C点和B点的电压依然是维持在输入电压Vin跌落之前的电压，等于Vin/2＝30V，此时，对于P型的MOS管Q4来说，其栅极电压VG＝20V，而源极电压Vs＝30V，VGS＝-10V，因此，Q4导通，电容Cm可以通过R3和Q4组成的回路进行放电，放电电流如图11中的I3所示，直至电容Cm的电压降低至与A点的电压相同，即输入电压Vin的一半，Q4才会截止。由此可以看出，偏置电路可以使得在堆叠式降压转换电路1035启动过程中，当输入电压Vin存在跌坑时，始终保持Vcm＝VCS＝VA(当R1和R2相同时为Vin/2)，这样能够起到，电容Cs电压与电容Cm电压可以实时跟随A点的电压，例如Vin/2，从而使得在堆叠式降压转换电路1035启动时，MOS管HS1所承受的漏源电压与其正常工作时所承受的漏源电压是一致的。
然而，上述偏置电路的设置，需要包括两个MOS管，Q3和Q4，会占用电路板上一定的面积，从而影响电源的功率密度。基于此，为了在不影响偏置电路基本功能的情况下，进一步减小偏置电路在整个电压转换单元103的占用面积，本申请实施例提供了一种偏置电路1037，如图12所示：图11中的偏置电路1037在偏置电路1036的基础上去掉了MOS管Q4，偏置电路1037包括Q3、电阻R1，电阻R2以及电阻R3，R1
的第一端连接输入电压Vin，R1第二端分别连接所述Q3的栅极和R2的第一端，R2的第二端接地；Q3的漏极与所述输入电压连接，Q3源极与电阻R3的第一端连接，电阻R3的第二端与第一电容Cm的第一端连接。
而通过上述对偏置电路1036的分析可知，MOS管Q4的主要作用是在输入电压Vin产生跌坑的时候，电容Cs和电容Cm通过R3和Q4所构成的回路放电；然而，在一般情况下，输入电压Vin只有在偏置电路启动过程中或者计算设备的主板上存在有如PCIE设备的热插拔的情况下，才会存在震荡跌落的情况，而热插拔的场景较少，因此，本申请实施例主要考虑偏置电路启动过程(缓启动)中输入电压Vin震荡的情况下，如何确保电容Cm和Cs两端的电压实时跟随A点的电压(R1和R2相同时为Vin/2)。
本申请实施例提出通过合理设定偏置电路1037中电阻R3的取值范围以及MOS管Q3的参数配置，来弥补去掉MOS管Q4给偏置电路带来的问题。如图12所示，针对电容Cm和电容Cs的充电支路而言，输入电压经过B点，电阻R3分别向电容Cm和电容Cs充电，C点电压VC与B点的电压VB的关系如式(1)：
其中，t为充电时间，τ为时间常数，且τ＝R3*C＝R3*(Cm+C1)
通过式(1)演算，可知，当t＝3*τ＝3*R3C时，C点的电压，也即电容Cm和电容Cs两端的电压Vc≈95％VB，也就是说，当充电时间t等于三倍的时间常数时，输出的充电电压Vc可以近似达到充电电压的值。通常情况下，输入电压Vin在启动阶段，会出现正弦震荡，假设正弦波周期为T，输入电压Vin的震荡时间t振＝5T，也就是说，在经过5个震荡周期T的时间之后，输入电压Vin会趋于平稳，因此，如果R3和Cm的充电支路的充电时间t可以大于t振，即：
t>5T (2)
那么在电容Cm和电容Cs充电完成时，输入电压Vin已经进入稳态，就可以规避输入电压Vin的震荡问题，而不再需要设置MOS管Q4来解决当输入电压Vin震荡跌落时，电容Cm和电容Cs需要通过MOS管Q4放电的问题。
而为了使得主板的100的上电时间不能过慢，计算设备通常也会对电压转换器103的缓启动时间T缓启有一定要求，一般来说是一个固定的常数，可以理解为一个预设值，例如为1s、2s、5s等时间。因此，上述充电时间t还需要满足：
t＜T缓启 (3)
通过式(1)-(3)，可得：
其中，输入电压的震荡周期T，电压转换器的缓启动时间T缓启，以及电容Cm，电容Cs的值都是已知常数。
通过上文对偏置电路1036工作原理的描述可知，在一些实施例中，电容Cm和电容Cs充电所达到的稳态电压Vc也可以不用等于Vin/2，只要在设计堆叠式降压转换电路时，使得最终稳态的电压Vc＜Vin也可以达到减小每个MOS管承受的电压应力，同样可以减少电路损耗。
由于堆叠式电压转换电路在进入稳定工作状态时，Vc为一个已知的常数，因此，偏置电路1036需要在堆叠式降压转换电路启动之前，使得电容Cm和电容Cs的电压充电至Vc，可以通过调节电阻R1和R2的比例，使得电容Cm和电容Cs在堆叠式降压转换电路启动之前，充电至Vc,且
对于R3能承受的冲击功率的选取，需要满足：
可理解，在对电容Cm和Cs充电初期，B端的电压而C端的电压VC＝0，而在充电初期，电阻R3所承受的电压也是最大，因此，对于R3冲击功率的选取需要大于R3能承受的最大功率。
而针对MOS管Q3参数的选择，需要满足：
同时MOS管Q3的电流流通能力需满足:
可理解，在MOS管Q3导通时，其承受的漏源电压 Q3承受的电流为/>
设Q3所承受的能量冲击为E3，
当t趋于∞时，式(8)可以简化为：
其中：τ为时间常数，且τ＝R3*C＝R3*(C0+Cs)
因此，假设，Q3的能量参数为E,对于Q3的能量冲击参数的选择，需要满足：
在采用了上述偏置电路1037，在输入电压Vin掉电的情况，电容Cm和电容Cs可以通过R3和Q3构成的支路放电；也可以通过控制驱动1-1032，使得RST和HS1同时导通，使得电容Cm和电容Cs通过RST和HS1构成的支路进行放电，将电压放为0，也不需要设置MOS管Q4。
上述公式(5)、(6)、(7)、(10)在电阻R1＝R2时，也就是说在电容Cm和电容Cs的稳态电压Vcm＝VCS＝Vin/2时，可以变换为：
VDS3≥Vin/2 (12)
需要说明的是，本申请实施例中仅以MOS管选取为电力场效应管MOSFET为例说明，并不作为限制，本申请实施例中的所有MOS管并不局限于场效应管MOSFET，也可以是绝缘栅双极晶体管(Insulate-Gate Bipolar Transistor,IGBT)，此处不做具体限制。
本申请实施例通过设置了一个与堆叠式降压转换电路连接的偏置电路，从而使得在堆叠式降压转换电路在上电时和接收控制信号正常工作时，HS1所承受的漏源电压都是一致的，确保了电路运行时的安全性和可靠性；此外，通过进一步改进偏置电路，减少了偏置电路中的器件，使得偏置电路1037较之前的偏置电路1036的面积缩小了50％，使得偏置电路在电路板上的占用面积从占用电压转换单元103的8％减少至占用电压转换单元103的4％，减少了偏置电路的成本。
以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (12)

1.一种电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路包括堆叠式降压转换电路和偏置电路，所述堆叠式降压转换电路包括堆叠相电路和Buck相电路，所述堆叠相电路和所述Buck相电路连接，所述Buck相电路包括第一电容Cm；
所述偏置电路的输入端连接输入电压，所述偏置电路的输出端连接所述第一电容Cm的第一端；所述偏置电路用于在所述堆叠式降压转换电路启动之前，对所述第一电容Cm进行充电至第一电压。
2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述偏置电路包括第一MOS管、第二MOS管、第一电阻R1，第二电阻R2以及第三电阻R3；所述第一电阻R1的第一端连接所述输入电压，所述第一电阻R1的第二端分别连接所述第一MOS管的栅极、所述第二电阻R2的第一端、所述第二MOS管的栅极；所述第二电阻R2的第二端接地；
所述第一MOS管的漏极与所述输入电压连接，所述第一MOS管的源极分别连接所述第三电阻R3的第一端和所述第二MOS管的源极，所述第二MOS管的漏极接地；所述第三电阻R3的第二端与所述第一电容Cm的第一端连接。
3.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述偏置电路包括第一MOS管、第一电阻R1，第二电阻R2以及第三电阻R3；所述第一电阻R1的第一端连接所述输入电压，所述第一电阻R1的第二端分别连接所述第一MOS管的栅极和第二电阻R2的第一端，所述第二电阻R2的第二端接地；
所述第一MOS管的漏极与所述输入电压连接，所述第一MOS管的源极与所述第三电阻R3的第一端连接，所述第三电阻R3的第二端与所述第一电容Cm的第一端连接。
4.根据权利要求3所述的电压转换电路，其特征在于，所述堆叠相电路包括第二电容Cs，所述偏置电路对所述第一电容Cm和所述第二电容Cs的充电时间为t；在完成对所述第一电容Cm和所述第二电容Cs的充电时，所述第一电容Cm和所述第二电容Cs的电压均等于所述第三电阻R3的第一端的电压；所述输入电压具有震荡周期T，所述震荡周期T用于表征所述输入电压从启动到进入稳态的时间，所述充电时间t与所述震荡周期T满足：
t＞5T，
其中，所述充电时间t＝3*R3(Cm+Cs)。
5.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述充电时间t还需满足：
t＜T缓启
其中，所述T缓启为预设的所述电压转换电路的启动时间。。
6.根据权利要求3所述的电压转换电路，其特征在于，所述第三电阻R3的冲击功率PD满足：
其中，Vin为所述输入电压的电压值。
7.根据权利要求3所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一MOS管的漏源电压VDS需满足：
其中，Vin为所述输入电压的电压值。
8.根据权利要求3所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一MOS管的流通电流Id需满足：
9.根据权利要求3所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一MOS管所承受的能量E需满足：
10.根据权利要求3所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一MOS管为NMOS管。
11.根据权利要求3-9中任一项的电压转换电路，其特征在于，所述第一电阻R1的阻值等于所述第二电阻R2的阻值。
12.一种计算设备，其特征在于，所述计算设备包括电源模块，如权利要求1-11中任一项的电压转换电路，计算模块；所述电源模块与所述电压转换电路连接，所述电压转换电路与所述计算模块连接，所述电压转换电路用于将所述电源模块的输出电压转换为给所述计算模块供电的电压。
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