CN117480718A - 用于控制平衡器电路的控制器 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制平衡器电路(130)的控制器(200)用于：确定功率转换器(110)的第一直流(direct current，DC)链路(121)上的第一DC链路电压值(123)与所述功率转换器(110)的第二DC链路(122)上的第二DC链路电压值(124)之间的差值(211)；确定预定义电网频率的整次谐波的所述差值(211)的相位角(221)和幅度(222)；基于所述相位角(221)和所述幅度(222)提供用于在所述第一DC链路(121)与所述第二DC链路(122)之间切换的切换信号(131)，其中，所述控制器(200)用于基于所述切换信号(131)在幅度和方向上控制所述功率转换器(110)的中点端子(113)处的中点电流(125)。

Description

用于控制平衡器电路的控制器
技术领域
本发明涉及用于光伏(photovoltaics，PV)应用的PV和太阳能逆变器(即功率逆变器)领域，并且大体上涉及使用多电平DC/AC转换器的应用。具体地，本发明涉及一种用于平衡多电平功率转换器中的DC电压的平衡器电路和用于控制平衡器电路的控制器。本发明尤其涉及一种用于中性点平衡器电路的方法。
背景技术
光伏功率转换器系统包括基于各种类型多电平电路拓扑的三相DC/AC逆变器。在这种类型的功率转换器中，DC电压是几个DC链路电压的总和。DC链路之间的中间点(也称为中点)的电位将经历一些变化(周期性振荡)，这取决于电路、调制类型和操作条件。这种电压振荡是不合宜的，因为它们增加了DC链路电容器上的应力，并且，在电压振荡变得很大的情况下，它们可能会扰乱转换器操作。
发明内容
本发明的目的是提供一种高效的控制方案和用于高效控制平衡器电路的相应控制器。
具体地，本发明的目的是提供一种用于控制平衡器电路的控制器和控制方法，所述平衡器电路能够根据需要调节不平衡程度。
该目的通过独立权利要求的特征来实现。其它实现方式在从属权利要求、说明书和附图中是显而易见的。
本发明介绍了一种新的控制器和一种新的控制方法，用于操作多电平功率转换器中的中点平衡器电路。这种平衡器电路可用于多电平转换器中，以便将DC链路的各个部分之间的电压保持在恒定和相等的值。中点平衡器是一个功率转换器电路，它在部分DC链路电容器之间传输电荷，以保持它们的平衡(即，每个电容器上的平均电压相同)。所公开的控制器和控制方法以在保持DC电压平衡方面优化功率转换容量的方式操作电路平衡器。因此，控制器和控制方法能够根据平衡器尺寸以及DC链路中所需的电容器(即物理设备)的量实现更高水平的功率密度。所公开的概念可用于在例如电驱动、UPS、EV充电或类似应用中使用的多电平转换器中。
本发明提供了一种新的控制器和一种新的控制方法，用于平衡多电平功率转换器的DC链路中的中点。本发明针对PV应用的太阳能逆变器。但是，类似的方案也可用于使用多电平DC/AC转换器的其它应用。
下文提出的新控制方法和相关控制器可应用于多电平转换器，以减少部分DC链路中的振荡。以下描述的控制方法具有以下优点：
该控制方法在宽操作范围内使DC链路中点电压振荡可控、一致地降低。
该控制方法利用NPB电路，其方式是对于给定的功率处理容量，它将中点电压振荡和相关影响最小化，例如，将通过DC链路电容器的RMS电流值最小化。
该控制方法减少并最终停止NPB在主逆变器的低功率转换电平下的动作，以便将对整体功率转换效率的影响最小化。
在用于具有分路电容的DC链路配置的情况下，该控制方法在低频电容器中具有主要优势，在整个操作范围内保持RMS电流一致地降低。
该控制方法并不限于特定的平衡器电路拓扑，这里仅以降压升压为例。该控制方法可应用于各种类型的NPB电路。
该控制方法也不限于特定的调制方法，例如DPWM1，并且可以应用于产生DC链路电压振荡的其它类型的调制方案。
在连接多个转换器的情况下，该控制方法可应用于交错DC/AC逆变器或DC链路。
该控制方法提供了一种高效、低复杂度的控制算法，其核心理念是基于DC链路电压振荡的检测。
该控制方法提供了鲁棒的控制特性，即对系统或电路参数值不敏感。
为了详细描述本发明，使用以下术语、缩略语和符号：
PV 光伏(photo-voltaic)
DC 直流(direct current)
AC 交流(alternating current)
PWM 脉宽调制(pulse width modulation)
DPWM 非连续脉宽调制(discontinuous pulse width modulation)
NPB 中性点平衡器(neutral point balancer)
UPS 不间断电源(uninterruptible power supply)
EV 电动车(electric vehicle)
在本发明中，描述了转换器，即功率转换器。功率转换器，也称为电力电子转换器，用于将电能从一种形式转换为另一种形式，例如在DC与AC或AC与DC之间转换，或在DC与DC之间转换，例如在低压DC与高压DC或中压DC之间转换。功率转换器还可以改变电压或频率或这些的某种组合。电力电子转换器基于电力电子开关，该电力电子开关可通过应用ON/OFF逻辑(即PWM操作，通常由闭环控制算法命令)主动控制。
在本发明中，描述了平衡器电路。平衡器电路用于多电平功率转换器，以将DC链路的各个部分之间的电压保持在恒定和相等的值。中点平衡器是一个功率转换器电路，它在部分DC链路电容器之间传输电荷，以保持它们的平衡。该平衡器电路的操作原理是在DC链路的不同部分之间传输瞬时功率。这种功率传输反映在DC链路电容器中存储的能量中，即反映在电容器电压上的电容器电荷中。通过在DC链路部分之间适当地传输电荷，平衡器电路可以减少功率转换器的中间点(也称为中点)的振荡，并实现良好的中点平衡。本发明集中于AC-DC应用，尽管平衡器的一些方面可以建模为DC-DC转换器。
根据第一方面，本发明涉及一种用于控制平衡器电路的控制器，其中，所述控制器用于：确定功率转换器的第一直流(direct current，DC)链路上的第一DC链路电压值与所述功率转换器的第二DC链路上的第二DC链路电压值之间的差值；确定预定义电网频率的整次谐波的所述差值的相位角和幅度；基于所述相位角和所述幅度提供用于在所述第一DC链路与所述第二DC链路之间切换的切换信号，其中，所述控制器用于基于所述切换信号在幅度和方向上控制所述功率转换器的中点端子处的中点电流。
这种控制器提供了这样的优点，即用于高效控制平衡器电路的高效控制方案，具体是能够根据特定需要调节不平衡程度的控制方案，更具体地，以达到允许的最小不平衡，这将取决于设计。
第一DC链路电压值可以通过感测第一DC链路的DC总线电压并在ADC采样后将感测到的电压传输到控制器来获得。
第二DC链路电压值是通过感测第二DC链路的DC总线电压并在ADC采样后将感测到的电压传输到控制器来获得。
控制器可以向平衡器电路提供切换信号。
在控制器的示例性实现方式中，控制器用于基于锁相环确定差值的相位角。
当使用锁相环时，这种相位角检测可以很容易地实现。
锁相环(phase lock loop，PLL)产生一个输出信号，该输出信号的相位与输入信号的相位相关。PLL可以有利地通过电子电路实现，或优选地，作为控制平衡器的软件的一部分实现。PLL可以被视为受控振荡器，它产生与其输入目标频率分量的频率和相位角匹配的周期性输出信号(例如，在这种情况下，三次谐波振荡)。振幅估计也可通过软件PLL实现来获得。
保持输入和输出相位在锁定步长也意味着保持输入和输出频率相同。
在控制器的另一个示例性实现方式中，所述控制器用于基于离散傅里叶变换计算确定所述差值的所述相位角和所述幅度。
例如，递归离散傅里叶变换(discrete Fourier transform，DFT)识别目标谐波分量的相位角。
离散傅里叶变换计算可以是实时DFT计算，例如，实时执行的DFT。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于基于所述差值的所述相位角确定用于所述切换的符号。
这提供了这样的优点，即通过确定用于切换的符号，切换可以被调整，以便减少功率转换器的不平衡，从而减少电压振荡。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器包括用于基于符号和差值的幅度控制中点电流的电流控制回路。
这提供了这样的优点，即电流控制回路可以调节由平衡器电路处理的电流的平均值，从而在功率转换器的宽操作范围内使DC链路中点电压振荡受控、一致地降低。
在控制器的示例性实现方式中，所述电流控制回路用于调节所述中点电流的平均值。
这提供了这样的优点，即电流控制回路可以在功率转换器的宽操作范围内使DC链路中点电压振荡受控、一致地降低。对于给定的功率处理容量，电流控制回路可以最大限度地减少中点电压振荡和相关影响。
在控制器的示例性实现方式中，所述电流控制回路的输出用于为所述平衡器电路的所述切换提供切换参考值。
这提供了这样的优点，即电流控制回路可以基于切换参考值最佳地调整平衡器电路的切换元件。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于基于DC链路电压值之间的所述差值的所述幅度和由所述功率转换器处理的转换器电流的测量值，确定所述电流控制回路的电流控制参考值。
参考计算的优点是其准确性和快速性。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于基于在所述转换器电流的所述测量值的预定范围内与所述转换器电流的所述测量值的线性关系确定所述电流控制参考值。
这提供了这样的优点，即电流控制参考值可以很容易地确定，而不涉及太多的计算资源。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于当所述转换器电流的所述测量值在高于所述转换器电流的所述测量值的所述预定范围的范围内时，将所述电流控制参考值设置为预定义值。
这提供了这样的优点，即当功率转换器的输出电流处于额定输出时，DC链路将经历最大的不平衡，并且平衡器电路的全部容量可以不受任何限制地使用。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于当所述转换器电流的所述测量值在低于所述转换器电流的所述测量值的所述预定范围的范围内时，指示所述平衡器电路停止处理功率。
这提供了这样的优点，即控制器减少并最终停止平衡器电路在功率转换器的低功率转换电平下的动作，以便将对整体功率转换效率的影响最小化。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于确定相对于参考帧原点的所述差值的所述相位角和所述幅度。
关于参考系，可以很容易地定义到原点(即参考系的原点)的距离。例如，零的幅度和零的相位角可以是原点。
这提供了这样的优点，即参考帧可以是以三倍电网频率旋转的预定波形，因为观察到DC电压振荡对应于三倍电网频率的频率，这是已知的。
参考帧可以表示预定义电网频率的整次谐波处的波。预定义电网频率可以是例如50Hz或60Hz。对于三相系统，预定义电网频率的整次谐波可以是电网频率的三倍，例如150Hz或180Hz。
参考帧的样本可以存储在存储器部分中，例如查找表中。在该存储器部分或查找表中，对应于相应样本的相位角和幅度值可以由控制器存储和访问，即查找。
在控制器的示例性实现方式中，所述参考帧存储在存储部分中，所述存储部分包括在所述电网频率的所述整次谐波处的波的样本。
这提供了这样的优点，即控制器可以容易地访问参考帧，从而快速确定差值的相位角和幅度。
在控制器的示例性实现方式中，所述电网频率对应于50Hz或60Hz的频率。
这提供了这样的优点，即50Hz或60Hz的已知电网频率可用于改进差值的相位角和幅度的处理。
在控制器的示例性实现方式中，所述电网频率的所述整次谐波对应于所述电网频率的三次谐波。
使用三次谐波的原因是它是高幅度的谐波，并且相位角计算更准确。
在控制器的示例性实现方式中，所述参考帧是处于功率转换器的三倍线路频率的预定义帧。
这提供了这样的优点，即功率转换器的线路频率是已知，因此参考帧可以在初始化阶段存储在存储器中。
功率转换器的线路频率可以对应于预定义电网频率。例如，它可以是50Hz或60Hz。
在控制器的示例性实现方式中，所述功率转换器包括三相DC-AC转换器，所述三相DC-AC转换器用于基于多电平电路拓扑在DC电源与三相交流(alternating current，AC)电源之间转换。
这提供了这样的优点，即可以实现DC电源与AC电源之间的高效转换。
在控制器的示例性实现方式中，所述功率转换器包括三相AC-DC转换器，所述三相AC-DC转换器用于基于多电平电路拓扑在三相AC电源与DC电源之间转换。
这提供了这样的优点，即可以实现AC电源与DC电源之间的高效转换。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于在所述第一DC链路上接收第一DC链路电压值，并在所述第二DC链路上接收第二DC链路电压值。
这提供了这样的优点，即控制器获得DC链路电压值以便对它们进行控制。
在控制器的示例性实现方式中，所述控制器用于基于实时离散傅里叶变换计算确定DC链路电压值之间的所述差值的所述相位角。
这提供了这样的优点，即实时DFT可以实时执行，并可以直接在控制器中实现。
根据第二方面，本发明涉及一种用于控制功率转换器的中点端子处的中点电流的平衡器电路，所述平衡器电路包括：控制端子，用于设置根据上述第一方面所述的控制器提供的切换信号；第一开关，用于基于所述切换信号切换所述功率转换器的所述第一DC链路；第二开关，用于基于所述切换信号切换所述功率转换器的所述第二DC链路。
由如上所述的控制器控制的这种平衡器电路提供以下优点：如上所述，由控制器控制的平衡器电路在功率转换器的宽操作范围内使DC链路中点电压振荡受控、一致地降低。可以控制平衡器电路，其方式为对于给定的功率处理容量，它将中点电压振荡和相关影响最小化，例如，将DC链路电容器上的RMS电流值最小化。平衡器电路的动作可以在功率转换器的低功率转换电平下减少或最终停止，以便将对整体功率转换效率的影响最小化。平衡器电路并不限于特定的电路拓扑，这里仅使用降压升压为例。平衡器电路可以基于各种类型的电路拓扑实现。
根据第三方面，本发明涉及一种用于控制平衡器电路的方法，其中，所述方法包括：确定功率转换器的第一DC链路上的第一DC链路电压值与所述功率转换器的第二DC链路的第二DC链路电压值之间的差值；确定预定义电网频率的整次谐波的所述差值的相位角和幅度；基于所述相位角和所述幅度提供用于在所述第一DC链路与所述第二DC链路之间切换的切换信号，以便基于所述切换信号在幅度和方向上控制所述功率转换器的中点端子处的中点电流。
这种方法提供了一个优点，即用于高效控制平衡器电路的高效控制方案，具体是能够根据特定需要调节不平衡程度的控制方案。
根据第四方面，本发明涉及一种计算机程序产品，包括计算机可执行代码或计算机可执行指令，计算机可执行代码或计算机可执行指令当执行时，使至少一个计算机执行根据上述第三方面所述的方法。
计算机程序产品可以在用于控制上述平衡器电路的控制器或处理器(例如，如上所述的第一方面的控制器)上运行。
根据第五方面，本发明涉及一种存储有指令的计算机可读介质，所述指令当由计算机执行时，使计算机执行根据上述第三方面所述的方法。这样的计算机可读介质可以是非瞬时性可读存储介质。存储在计算机可读介质上的指令可以由用于控制上述平衡器电路的控制器或处理器执行。
根据本发明的方案具有以下优点：
所公开的控制器和控制方法能够控制电压平衡控制的程度，以这种方式，电路平衡器处理的功率量也被控制。这样，可以根据系统操作条件调整控制动作，以避免对整体系统效率产生负面影响。
所公开的控制器和控制方法简单且鲁棒，即不与可能经历变化或漂移的系统参数相关联，并且它们在整个系统操作包络中提供了良好和一致的性能。
实现所公开的控制器和控制方法所需的硬件紧凑且轻质。
所公开的控制器和控制方法确保电路平衡器的硬件，即辅助功率转换器，得到最佳使用。这意味着处理后的功率可以被充分利用来平衡电压。
所公开的控制器和控制方法可以在使电路平衡器付出最小努力的同时在所有操作条件下保持电压平衡在所需的水平。这意味着DC链路之间没有不必要的功率再循环。所公开的控制器和控制方法不会对系统性能或效率产生负面影响。
附图说明
本发明的其它实施例将结合以下附图进行描述，在附图中：
图1示出了本发明提供的连接到功率转换器110并由控制器200控制的平衡器电路130的框图100；
图2示出了本发明提供的图1所示的控制器200的框图；
图3a示出了示例性功率转换器110的电路图300，其中，DC链路以分裂模式配置有不同电容器类型；
图3b示出了本发明提供的DC链路振荡的幅度300a、300b和切换信号的示例性波形300c、300d的示例性特征；
图4a示出了连接到功率转换器110的平衡器电路130的模型的示意图400；
图4b示出了注入角的各种值的DC电压振荡的示例性特征400b；
图5a示出了能量和功率振荡作为DC电压振荡函数的示例性特征500a；
图5b示出了本发明提供的电流参考幅度的示例性特征500b；
图6示出了如图3a所示的功率转换器110的DC电容器电流的示例性特征600a、600b、600c；
图7示出了本发明提供的用于控制平衡器电路的方法700的示意图。
具体实施方式
在以下详细描述中，参考构成本说明书一部分的附图，其中通过图示示出可以实践的本发明的具体方面。应当理解，可以利用其它方面，并且可以在不脱离本发明的范围的情况下进行结构或逻辑改变。因此，以下具体实施方式不应以限制性的意义来理解，并且本发明的范围由所附权利要求书限定。
应理解，与所描述的方法有关的注释对于与用于执行方法对应的设备或系统也同样适用，反之亦然。例如，如果描述了一个具体的方法步骤，则对应的设备可以包括用于执行所描述的方法步骤的单元，即使此类单元未在图中详细阐述或说明。此外，应当理解的是，除非另外明确说明，否则本文中描述的各种示例性方面的特征可以相互组合。
本发明引入了一种新的控制器和控制方法，用于平衡多电平转换器中的中点，以减少电压振荡，同时在循环电流或额外功率损耗方面产生最小影响。这样，平衡器电路硬件被充分利用。硬件模块如图1所示，新的控制方案如图2所示。
图1示出了本发明提供的连接到功率转换器110并由控制器200控制的平衡器电路130的框图100。
功率转换器110包括三相DC-AC转换器，所述三相DC-AC转换器用于基于功率转换器110的多电平电路拓扑在DC电源与三相AC电源之间转换。在相反的方向上，功率转换器110包括三相AC-DC转换器，所述三相AC-DC转换器用于基于功率转换器110的多电平电路拓扑在三相AC电源与DC电源之间转换。
功率转换器110包括用于传输DC电源的第一DC端子111、第二DC端子112和中点DC端子113。功率转换器110包括用于传输AC电源的三相AC端子115。
第一DC链路121形成在功率转换器110的第一DC端子111和中点DC端子113上。第二DC链路122形成在功率转换器110的第二DC端子112和中点DC端子113上。
DC电压源126可以连接在功率转换器110的第一DC端子111与第二DC端子112之间。
第一DC链路121包括第一DC链路电容器121a。第一DC链路电容器121a上的电压的测量值可以由电压传感器作为第一DC链路电压值123提供给控制器200。
第二DC链路122包括第二DC链路电容器122a。第二DC链路电容器122a上的电压的测量值可以由电压传感器作为第二DC链路电压值124提供给控制器200。
控制器200可用于在第一DC链路121上接收第一DC链路电压值123，并在第二DC链路122上接收第二DC链路电压值124。
平衡器电路130可用于控制功率转换器110的中点端子113处的中点电流125。中点电流125可以由电流传感器感测并提供给控制器200。
平衡器电路130包括控制端子，所述控制端子用于设置由控制器200提供的切换信号131。
平衡器电路130包括第一开关134，例如，如图4a所示，用于基于切换信号131切换功率转换器110的第一DC链路121。
平衡器电路130包括第二开关132，例如，如图4a所示，用于基于切换信号131切换功率转换器110的第二DC链路122。
控制器200用于控制平衡器电路130。控制器200用于确定功率转换器110的第一DC链路121上的第一DC链路电压值123与功率转换器110的第二DC链路122上的第二DC链路电压值124之间的差值211，例如如图2所示。
控制器200用于确定预定义电网频率的整次谐波的差值211的相位角221和幅度222，例如如图2所示。
控制器200用于提供用于基于相位角221和幅度222在第一DC链路121与第二DC链路122之间切换的切换信号131。控制器200用于基于切换信号131在幅度和方向上控制功率转换器110的中点端子113处的中点电流125。
差值211可以是例如在图1所示的电压测量之后由A/D转换器采样的采样值。例如，此示例值可以以伏特为单位。但是，差值也可以是标么值。
幅度和相位角对应于一些特定频率，即电网频率的整次谐波，例如50Hz或60Hz。更具体地，第三频率是最有可能使用的，即150Hz。也就是说，相位角和幅度对应于纹波的主谐波分量，如图4b所示。实际上，这将是三次谐波，即150Hz。
预定义电网频率的整次谐波可以是表示预定义电网频率下的波的参考帧的样本。样本可以存储在存储器部分中，例如查找表中。在该存储器部分或查找表中，对应于相应样本的相位角和幅度值可以由控制器200存储和访问。
预定义电网频率可以是例如50Hz或60Hz。对于三相系统，预定义电网频率的整次谐波可以是电网频率的三倍，例如150Hz或180Hz。
第一DC链路电压值123可以通过感测或测量第一DC链路121的DC总线电压，并在ADC采样后将感测到的电压传输到控制器200来获得。
第二DC链路电压值124可以通过感测或测量第二DC链路122的DC总线电压，并在ADC采样后将感测到的电压传输到控制器200来获得。
图2示出了本发明提供的图1所示的控制器200的框图。
图2中的框图示意性地示出了本发明中提出的控制方法。该控制方法或控制方案可以由图1中所示的控制器200执行。测量来自DC链路电容器121a、122a的平衡的两个电压123、124，并且使用表示DC链路121、122的振荡的差值211，以进行控制。可以处理这种测量以便检测幅度222和相位角221。
相位角221可用于为来自平衡器电路130(例如NPB)的功率传输方向提供符号251。即，能量是从上到下传递，还是从下到上传递。振荡的幅度222与转换器110中的电流231一起可用于设置用于电流控制260的参考值241。
幅度222和符号251定义了用于电流控制(Idc-control)260的参考值。该控制器260调节由平衡器电路130(例如NPB)处理的电流的平均值。该控制器260可以是线性类型，例如比例积分(proportional-integral，PI)。电流控制器260的输出为平衡器电路130(例如NPB)中的功率半导体的选通提供参考值261。
下文中，描述如图2所示的控制器200的功能。
如上文关于图1所描述，控制器200用于控制平衡器电路130。控制器200用于确定功率转换器110的第一DC链路121上的第一DC链路电压值123与功率转换器110的第二DC链路122上的第二DC链路电压值124之间的差值211。控制器200用于确定预定义电网频率的整次谐波的差值211的相位角221和幅度222。
控制器200用于提供用于基于相位角221和幅度222在第一DC链路121与第二DC链路122之间切换的切换信号131。控制器200用于基于切换信号131在幅度和方向上控制功率转换器110的中点端子113处的中点电流125。
控制器200可以用于例如基于锁相环确定差值211的相位角221。
控制器200可以用于例如基于离散傅里叶变换计算确定差值的相位角221。离散傅里叶变换计算可以是实时DFT计算，即实时执行。
控制器200可用于基于差值211的相位角221确定用于切换的符号251。
控制器200可以包括电流控制回路260，该电流控制回路260用于基于符号251和差值211的幅度222控制中点电流125。
电流控制回路260可以用于调节中点电流125的平均值。
电流控制回路260的输出可以用于为平衡器电路130的切换提供切换参考值261。
控制器200可以用于基于差值211的幅度222和由功率转换器110处理的转换器电流的测量值231确定电流控制回路260的电流控制参考值241。
控制器200可以用于基于在转换器电流的测量值231的预定范围502内与转换器电流的测量值231的线性关系确定电流控制参考值241。这种线性关系在图5a和图5b中作为示例示出。
控制器200可以用于当转换器电流的测量值231在高于转换器电流的测量值231的预定范围502的范围503内时，将电流控制参考值241设置为预定义值，例如如图5b所示。
控制器200可以用于当转换器电流的测量值231在低于转换器电流的测量值231的预定范围502的范围501内时，指示平衡器电路130停止处理功率，例如如图5b所示。
控制器200可以用于确定差值211相对于参考帧的相位角221和幅度222。
参考帧可以表示预定义电网频率的整次谐波处的波。预定义电网频率可以是例如50Hz或60Hz。对于三相系统，预定义电网频率的整次谐波可以是电网频率的三倍，例如150Hz或180Hz。
参考帧的样本可以存储在存储器部分中，例如查找表中。在该存储器部分或查找表中，对应于相应样本的相位角和幅度值可以由控制器存储和访问，即查找。
参考帧可以存储在存储部分中，所述存储部分包括在电网频率的整次谐波处的波的样本。
在一个示例中，电网频率可以对应于50Hz或60Hz的频率。在一个示例中，电网频率的整次谐波可以对应于电网频率的三次谐波，例如如下文关于图4b所述。
参考帧可以是处于功率转换器110的三倍线路频率的预定义帧。
功率转换器的线路频率可以对应于预定义电网频率。例如，它可以是50Hz或60Hz。
图3a示出了示例性功率转换器110的电路图300，其中，DC链路以分裂模式配置有不同电容器类型。
在图3a的示例中，第一DC链路121连接在功率转换器110的第一DC端子111与中点端子113之间。第一DC链路121包括与电感器121b串联的第一类型电容器121a和第二类型电容器121c的并联连接。第一类型电容器121a可以是例如电解电容器，第二类型电容器121c可以是例如薄膜电容器。
第一DC链路121、第二DC链路122连接在功率转换器110的第二DC端子112与中点端子113之间。与第一DC链路121类似，第二DC链路122包括与电感器122b串联的第一类型电容器122a和第二类型电容器122c的并联连接。第一类型电容器122a可以是例如电解电容器，第二类型电容器122c可以是例如薄膜电容器。
在下文中，相对于图3a中所示的电路300检查平衡电路130(例如NPB)的最佳相位角。
在下面的分析中，示出了如何选择NPB操作的最佳相位角。通过在不同操作条件下的模拟，寻找最佳相位角。用于运行的电路300示意性地示出在图3a中。在图3a中观察到，DC链路以分裂模式配置，其中，电容器121c、122c吸收高频电流分量，电容器121a、122a由低频电流分量循环。最后一个通过小电感121b、122b连接。
模拟结果如图3b所示，其中，影响DC链路电容器的不同幅度(如DC链路振荡的Vpkpk301)、低频电容器上的电流绘制为逆变器调制的电压与NPB注入之间的相位角的函数。该相位角表示在三倍电网频率(例如对于50Hz系统，将是150Hz)下逆变器调制的相对定时和由NPB电路转换的功率的方向。换句话说，等于零的相位角意味着当其中一个相电压处于其最正值时，即在60度与120度之间时，NPB开始向上DC链路发送功率，在DPWM的情况下，这与该相位对DC正总线的箝位一致。
图3b所示的多情况模拟可用于搜索最佳注入角。顶部图表300a、300b示出了电解电容器121a、122a上的Vpkpk DC链路振荡301、Irms 302和基频分量303(3xfac＝150Hz)的幅度。底部图表300c、300d示出了表示DC+/DC–处DPWM钳位304、305的波形311、312和NPB转换方向的符号。
图3b中的模拟提供了两种不同功率因数(0.8c和0.8i)的结果，并清楚地示出，低频电容器上的电压振荡和电流达到最小值时，存在一个最佳相位角。它还示出，最佳相位角取决于功率因数条件。所公开的控制方法被设计成能够自动检测这种最佳相位角。
图4a示出了连接到功率转换器110的平衡器电路130的模型的示意图400。
该模型示出了连接到三电平转换器110的DC链路的中点平衡电路。该DC-DC转换器(即平衡器电路130)的操作原理是在DC链路的不同部分之间传输瞬时功率。这种功率传输反映在DC链路电容器121a、122a中存储的能量中，即反映在电容器电压上的电容器电荷中。通过在DC链路部分121、122之间适当地传递电荷，平衡器电路130可以减少中间点的振荡，并实现良好的中点平衡。在本发明中，提出了一种控制平衡器电路130的新控制方法，以便充分利用中点平衡器130的功率处理容量，并在多电平转换器110的宽操作条件范围内获得一致的电压平衡。
在下文中，通过使用图4a中所示的平衡器电路130的模型描述最佳相位角的自动检测。
用图4a中所示的示意图分析了由多电平转换器DC/AC 110和NPB电路130两者的作用所产生的振荡，其中，可以看到DC链路电容器121a、122a中的电压是循环通过它们的电流的结果。这些电流411、412由DC/AC多电平转换器110和NPB电路130产生。
DC链路电容器121a、122a中的电压由以下表达式给出：
由逆变器110引入的电流412的低频分量，即具有振幅Im和DC分量Ici的基波谐波，可以用以下表达式描述：
iinv(t)＝Im·sin(ωt)+Ici
其中，ω是频率对应于三倍线路频率的DC链路振荡的角速度。还期望在特定时间段内以恒定电流使用NPB电路130；其中，该恒定电流可以等于NPB 130的额定电流。这样，这种容量就可以在最大级别使用：
现在，可以在电容器电压中替换前两个电流，以获得：
其中，θ1与θ2之间的相位角由时间设置，在该时间平衡器130的注入具有由Ibal定义的值，即幅度和符号。最后一个表达式示出了影响电容器电压的两个项。第二项对应于NPB的影响。如果电容器电压在θ1和θ2之间的时间内更改符号，则其表达式将为：
其中，θm是平衡电流更改符号的相位角，以下也称为注入相位角。
图4b示出了对于注入相位角θm的不同值DC链路电压振荡的波形。波形401对应于注入相位角为0；波形402对应于注入相位角为0.15；波形403对应于注入相位角为0.3；波形404对应于注入相位角为0.45；波形405对应于注入相位角为0.6；波形406对应于注入相位角为0.8；波形407对应于注入相位角为1。
可以看出，当注入的相位角与VDC振荡的基频分量的最大值重合时，VDC振荡的最小基频分量和最小振幅都达到。
因此，本发明是基于检测VDC振荡的基频分量并将其用作注入相位角θm的参考的发现。为此，之前，VDC振荡计算为正在被平衡的部分DC链路之间的差值。一旦检测到相位角，NPB处理的电流的幅度可以在VDC振荡基频分量的一半周期内保持恒定。该电流电平可以是NPB的额定电流，以这种方式，在每半个周期中传输最大可能量的能量。
基频分量的检测可以以各种可能的方式完成。可以使用能够检测相对于同步参考帧的幅度和相位角的算法，例如，在三倍线路频率下。检测此幅度和相位角的一些实现方式是单相锁相环(single-phase phase-lock-loop，1-ph PLL)或递归离散傅里叶变换(recursive discreteFourier Transform，R-DFT)。但是，也可以使用其它算法。
图5a示出了能量和功率振荡作为DC电压振荡函数的示例性特征500a。特征500a用于示出确定NPB电流控制的幅度。
在DC/AC多电平转换器处理的功率是额定电流/功率的情况下，NPB也可以处理其额定电流，即利用其全部容量。但是，当功率转换处于低于额定功率的水平时，VDC振荡幅度将较小。因此，为了避免影响整个转换系统的效率，方便的方式是降低NPB处理的功率。
与DC链路不平衡相关的能量可以根据所涉及的两个DC电容器中存储的能量计算。对于给定的电压纹波Vpkpk，该能量由以下公式给出：
其中，
简化与不平衡相关的能量/功率可以写成：
Eub＝4·C·Vdc·Vp2→Pub＝6·Eub·fac
如先前表达式所示，如果DC电压与其平均值相比的变化较小，则能量与纹波电压的值近似成正比。能量和功率的这些关系在图5a中示出，示出了能量振荡511和功率振荡512。
另一方面，当NPB电路工作时，它将在DC电容器之间传输一定量的能量。在通过电感型组件完成这种传输的情况下，就像图4a中电路的情况一样，NPB电路的每个切换周期的能量传输将为：
其中，Lb是NPB中电感的值；Iav是NPB处理的平均电流，ΔI是电流变化。前面的表达式可以简化为：
Enpb＝2·Lb·ΔI·Iav
考虑到电流的变化近似恒定，如果DC电压的变化较小，且传导时间的变化也较小，则：
Enpb∝Iav
因此，NPB处理的平衡能量与电流的平均值(即受控电流幅度(平均模式控制))近似成正比。由于与不平衡Eub相关的能量和NPB处理的能量在受控电流Enpb方面的线性依赖性，图5b中所示的特征500b可用于电流参考幅度。
在图5b的特征500b中，I1和I2的值是用户可以选择的参数。当输出电流处于额定输出时，DC链路将经历最大的不平衡，根据范围503，可以使用平衡器的全部容量。当逆变器电流下降到某个值I2以下时，NPB的功率处理也可能开始减少；因此，NPB参考电流值根据范围502降低。NPB参考电流持续降低到值I1。对于低于I1且不平衡处于边界以下的电流值，NPB根据范围501停止处理功率。
图6示出了如图3a所示的功率转换器110的DC电容器电流的示例性特征600a、600b、600c，以用于示出新颖控制方法的验证。
为了验证本发明中提出的控制方法，进行了模拟。这些模拟的结果如图6所示，其中可以观察到所公开的控制方法的动作。模拟中的DC/AC多电平转换器采用非连续脉宽调制(discontinuous pulse width modulation，DPWM)工作。
在图6所示的图表600a、600b、600c中，示出了对于快速(薄膜)602和慢速(电解)601电容器以及总DC链路603的DC电容器电流。图表600a、600b、600c示出电容器电流应力的降低沿功率因数范围是一致的。这是一个重要的结果，因为可以实现电容器应力的均匀降低，这使得功率转换器中所需的电容器量减少，从而增加功率密度。
图7示出了本发明提供的用于控制平衡器电路130的方法700的示意图。方法700可以在上面关于图1和图2描述的控制器200上执行。
方法700包括确定(701)功率转换器110的第一DC链路121上的第一DC链路电压值123与功率转换器110的第二DC链路122上的第二DC链路电压值124之间的差值211，例如，如上文关于图1和图2所述。
方法700包括确定(702)预定义电网频率的整次谐波的差值211的相位角221和幅度222，例如，如上文关于图1和图2所述。
方法700包括提供(703)切换信号131，用于基于相位角221和幅度222在第一DC链路121与第二DC链路122之间切换，以便基于切换信号131在幅度和方向上控制功率转换器110的中点端子113处的中点电流125，例如，如上文关于图1和图2所述。
如本发明中描述的控制器和控制方法可应用于任何应用的多电平转换器中的部分DC链路电压的平衡。在电平数量超过三个的情况下，可以通过成对的DC链路应用平衡电路。该方案还可应用于可能在其多个DC链路上经历电压不平衡的任何类型的多电平功率转换器，例如DC-DC转换器。
所公开的控制器和控制方法在使用DPWM的情况下也带来了特殊的优点。在DC链路具有分离配置的情况下，该分离配置具有吸收快分量和慢分量的单独的电容器集合，所公开的控制方法将对由慢电流分量循环的电容器呈现更大的益处。
尽管本发明的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现方式中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其它实现方式中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是期望的或有利。此外，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其它变形在详细说明或权利要求书中使用，这类术语和术语“包括”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性的”、“例如”仅表示为示例，而不是最好或最优的。可以使用术语“耦合”和“连接”以及衍生词。应当理解的是，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或交互，而不管它们是直接物理接触还是电接触，或者它们彼此不直接接触。
虽然本文中已说明和描述特定方面，但本领域普通技术人员应了解，多种替代和/或等效实现方式可以在不脱离本发明范围的情况下替代所示和描述的特定方面。本申请旨在覆盖本文论述的特定方面的任何修改或变更。
虽然以上权利要求书中的元件是利用对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求书的阐述另有暗示用于实现部分或所有这些元件的特定顺序，否则这些元件不必限于以该特定顺序来实现。
根据以上指导，许多替代、修改和变化对于本领域技术人员是显而易见的。当然，本领域技术人员容易认识到，除本文中所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已经参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但本领域技术人员认识到，在不脱离本发明的范围的情况下，可以对其进行许多改变。因此，应当理解，只要是在所附权利要求书及其等效物的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。

Claims (22)

1.一种用于控制平衡器电路(130)的控制器(200)，其特征在于，所述控制器(200)用于：
确定功率转换器(110)的第一直流(direct current，DC)链路(121)上的第一DC链路电压值(123)与所述功率转换器(110)的第二DC链路(122)上的第二DC链路电压值(124)之间的差值(211)；
确定预定义电网频率的整次谐波的所述差值(211)的相位角(221)和幅度(222)；
提供用于基于所述相位角(221)和所述幅度(222)在所述第一DC链路(121)与所述第二DC链路(122)之间切换的切换信号(131)，其中，所述控制器(200)用于基于所述切换信号(131)在幅度和方向上控制所述功率转换器(110)的中点端子(113)处的中点电流(125)。
2.根据权利要求1所述的控制器(200)，其特征在于，
用于基于锁相环确定所述差值(211)的所述相位角(221)。
3.根据权利要求1所述的控制器(200)，其特征在于，
用于基于离散傅里叶变换计算确定所述差值(211)的所述相位角(221)。
4.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
用于基于所述差值(211)的所述相位角确定用于所述切换的符号。
5.根据权利要求4所述的控制器(200)，其特征在于，
包括电流控制回路(260)，所述电流控制回路(260)用于基于所述符号(251)和所述差值(211)的所述幅度(222)控制所述中点电流(125)。
6.根据权利要求5所述的控制器(200)，其特征在于，
所述电流控制回路(260)用于调节所述中点电流(125)的平均值。
7.根据权利要求5或6所述的控制器(200)，其特征在于，
所述电流控制回路(260)的输出用于为所述平衡器电路(130)的所述切换提供切换参考值(261)。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
用于基于所述差值(211)的所述幅度(222)和由所述功率转换器(110)处理的转换器电流的测量值(231)确定所述电流控制回路(260)的电流控制参考值(241)。
9.根据权利要求8所述的控制器(200)，其特征在于，
用于基于在所述转换器电流的所述测量值(231)的预定范围(502)内与所述转换器电流的所述测量值(231)的线性关系确定所述电流控制参考值(241)。
10.根据权利要求9所述的控制器(200)，其特征在于，
用于当所述转换器电流的所述测量值(231)在高于所述转换器电流的所述测量值(231)的所述预定范围(502)的范围(503)内时，将所述电流控制参考值(241)设置为预定义值。
11.根据权利要求9或10所述的控制器(200)，其特征在于，
用于当所述转换器电流的所述测量值(231)在低于所述转换器电流的所述测量值(231)的所述预定范围(502)的范围(501)内时，指示所述平衡器电路(130)停止处理功率。
12.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
用于确定所述差值(211)相对于参考帧的所述相位角(221)和所述幅度(222)。
13.根据权利要求12所述的控制器(200)，其特征在于，
所述参考帧存储在存储部分中，所述存储部分包括在所述电网频率的所述整次谐波处的波的样本。
14.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
所述电网频率对应于50Hz或60Hz的频率，和/或
所述电网频率的所述整次谐波对应于所述电网频率的三次谐波。
15.根据权利要求12至14中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
所述参考帧是处于功率转换器(110)的三倍线路频率的预定义帧。
16.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
所述功率转换器(110)包括三相DC-AC转换器，所述三相DC-AC转换器用于基于多电平电路拓扑在DC电源与三相交流(alternating current，AC)电源之间转换。
17.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
所述功率转换器(110)包括三相AC-DC转换器，所述三相AC-DC转换器用于基于多电平电路拓扑在三相AC电源与DC电源之间转换。
18.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，所述控制器(200)用于：
接收所述第一DC链路(121)上的第一DC链路电压值(123)；
接收所述第二DC链路(122)上的第二DC链路电压值(124)。
19.根据上述权利要求中任一项所述的控制器(200)，其特征在于，
所述第一DC链路(121)包括第一DC链路电容器(121a)，并且所述控制器(200)用于接收所述第一DC链路电容器(121a)上的电压的测量值作为所述第一DC链路电压值(123)；
所述第二DC链路(122)包括第二DC链路电容器(122a)，并且所述控制器(200)用于接收所述第二DC链路电容器(122a)上的电压的测量值作为所述第二DC链路电压值(124)。
20.根据权利要求3所述的控制器(200)，其特征在于，
用于基于实时离散傅里叶变换计算确定所述差值(211)的所述相位角(221)。
21.一种平衡器电路(130)，其特征在于，用于控制功率转换器(110)的中点端子(113)处的中点电流(125)，所述平衡器电路(130)包括：
控制端子，用于设置由上述权利要求中任一项所述的控制器(200)提供的切换信号(131)；
第一开关，用于基于所述切换信号(131)切换所述功率转换器(110)的所述第一DC链路(121)；
第二开关，用于基于所述切换信号(131)切换所述功率转换器(110)的所述第二DC链路(122)。
22.一种用于控制平衡器电路(130)的方法(700)，其特征在于，所述方法(700)包括：
确定(701)功率转换器(110)的第一DC链路(121)上的第一DC链路电压值(123)与所述功率转换器(110)的第二DC链路(122)上的第二DC链路电压值(124)之间的差值(211)；
确定(702)预定义电网频率的整次谐波的所述差值(211)的相位角(221)和幅度(222)；
提供(703)用于基于所述相位角(221)和所述幅度(222)在所述第一DC链路(121)与所述第二DC链路(122)之间切换的切换信号(131)，以便基于所述切换信号(131)在幅度和方向上控制所述功率转换器(110)的中点端子(113)处的中点电流(125)。
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