CN117458736A - 基于能量负反馈的自适应谐振wpt系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开基于能量负反馈的自适应谐振WPT系统，包括，谐振网络及无功功率拾取回路；其中，谐振网络包括发送网络及接收网络；无功功率拾取回路串联于发送网络的激励电压源、发射端谐振电容之间；无功功率拾取回路包括整流电容、第三MOSFET管及第二MOSFET管，第三MOSFET管及第四MOSFET管串联后与整流电容并联；发射端谐振电容一端连接于第三MOSFET管及第四MOSFET管之间；激励电源一端连接于整流电容及第四MOSFET管之间；通过对第三MOSFET管及第四MOSFET管进行导通及相位的调整实现无功功率负反馈进而实现WPT系统的自适应谐振。

Description

基于能量负反馈的自适应谐振WPT系统

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术领域，特别涉及基于能量负反馈的自适应谐振WPT系统。

背景技术

稳定的能源供给是确保此类设备常态化部署的关键环节。通过打捞方式进行充换电操作的过程复杂、人员成本高，水下接触式供电的接口易磨损，寿命低。与之相比，无线电能传输技术(WPT)可通过高频电磁场实现非接触式供能，在密封性、便捷性上极具优势。然而，由于水下环境不稳定，耦合机构的相对位置存在高频随机干扰，耦合线圈之间的自感也将随之发生变化，引入的阻抗不匹配问题极易诱发系统失谐，功率传输能力难以得到保证，严重的甚至导致功率曲线出现非单调变化，致使控制环节失效。

为解决上述问题，已有众多阻抗调控技术路线被提出。级联DC-DC变换器原理最为简单且通用性较强，但是此类技术功率密度较低且仅能进行纯阻性调控，难以应对电抗变化导致的失谐问题，而寄生参数可能导致的占空比与输出功率之间的非单调关系也对参数精度提出了较高要求。主动整流技术将二极管用MOSFET等主动开关器件进行替代，使单个电路兼具了整流与阻抗调节能力，功率密度更高，但是由于此类拓扑多处于系统末端且会引入不对负载供能的零功率模态，电抗调控效果相对有限且会在一定程度上削弱功率传输能力。

系统失谐的本质是阻抗变化导致WPT系统的固有频率与工作频率之间产生了偏移，因此，通过频率调节进行相位跟踪是一种高效的阻抗调控方案。现有技术中的不同方案一种仅采样开关管关断时刻的电流并通过判断其是否在0附近来进行频率更新，省略了电压与电流的相位计算环节，但是需确保系统工作在松耦合区域。另一种提出一种可以在过耦合区域获得优异性能表现的频率控制方案，但也指出了其在欠耦合区域时性能欠佳的不足。还有相关现有技术给出了一种从分数阶角度进行分析的频率调控方法，可实现控制策略与耦合强度之间的解耦，但由于控制算法复杂，动态响应过程中会出现较大电压纹波，及通过实时检测输入电压与电流的幅值与相位进行零相位频率跟踪，并设计了一种可以确保系统在频率分裂时自动追踪高频谐振点的锁频器，增大了频率跟踪的可实现范围，但是检测电路包含许多功放与开关器件，对功率密度与成本有不利影响。

对谐振网络进行重构，改变谐振电感或电容数值，可以将系统固有频率矫正至工作频率并实现失谐矫正。其中，构建电容电感矩阵并利用开关器件控制参与谐振过程的元器件数量是最为直接的调控方式，但是此方案仅能实现离散控制且系统体积过大。在一个较大谐振电容两端并联双向开关，通过控制开关管导通时间的方式改变谐振电容在单个工作周期内的工作时长，可达到调节等效电容值的目的，元器件数量更少。但是，开关器件将直接承受谐振电压，应力等级相对较高。

综上，现有失谐校正技术的辅助电路体积大、算法复杂、对参数精度要求高，尚不足以满足海洋设备的装配需求与响应速率需求。

发明内容

为解决上述现有技术中所存在的问题，本发明提供一种基于能量负反馈的自适应谐振WPT系统，以通过在谐振网络中构建出失谐状态引入无功功率，无功功率反过来矫正失谐状态的能量负反馈逻辑确保系统自发地维持在谐振状态，其辅助电路体积小，不需要额外算法控制，且精度较高。

为了实现上述技术目的，本发明提供如下技术方案：基于能量负反馈的自适应谐振WPT系统，包括：

谐振网络及无功功率拾取回路；其中，所述谐振网络包括发送网络及接收网络；所述发送网络上依次串联设置有激励电源、发射端谐振电容、发射线圈及发射端电阻；

所述无功功率拾取回路串联于所述激励电压源、发射端谐振电容之间；

所述无功功率拾取回路包括整流电容、第三MOSFET管及第二MOSFET管，所述第三MOSFET管及第四MOSFET管串联后与整流电容并联；

所述发射端谐振电容一端连接于第三MOSFET管及第四MOSFET管之间；

所述激励电源一端连接于整流电容及第四MOSFET管之间；

通过对第三MOSFET管及第四MOSFET管进行导通及相位的调整实现无功功率负反馈进而实现WPT系统的自适应谐振。

可选的，当无功电流由负到正时，第三MOSFET管导通及第四MOSFET管关断，当无功电流由正到负时，第三MOSFET管关断及第四MOSFET管导通；

当总电抗为感性时，第三MOSFET管及第四MOSFET管的相位滞后90°，当总电抗为感性时，第三MOSFET管及第四MOSFET管的相位超前90°；

其中无功电流为谐振网络中输入谐振电流的无功电流，所述总电抗为谐振网络中谐振电容、发射线圈及发送网络及接收网络之间互感的等效电阻的总电抗。

可选的，所述激励电源包括第一MOSFET管及第二MOSFET管及电压源，所述第一MOSFET管及第二MOSFET管串联后与电压源，所述第一MOSFET管及第二MOSFET管之间作为激励电源的正极，所述第二MOSFET管及电压源之间作为激励电源的负极；所述激励电源的正极与发射线圈一端连接；所述激励电源的负极连接于整流电容及第四MOSFET管之间。

可选的，所述接收网络包括接收线圈、接收端电阻、接收端谐振电容，整流电路、实际负载，其中所述接收线圈、接收端电阻、接收端谐振电容依次串联，所述接收线圈与接收端谐振电容之间串联有整流电路，所述整流电路与所述实际负载并联。

可选的，所述整流电路采用全桥整流电路。

可选的，通过模态分析及数学模型对所述自适应谐振WPT系统进行收敛性判断。

可选的，所述整流电容与自适应谐振达到稳定的耗时正相关。

可选的，WPT系统的自适应谐振的谐振电流大小为激发源与等效电阻和发射端电阻之和的比值。

本发明具有如下技术效果：

本发明提出一种基于能量负反馈的失谐矫正方案。该方案通过两个主动开关器件与一个储能电容所构成的能量拾取回路，对失谐状态下无功电流所蕴含的能量进行提取与存储。随后，通过对能量拾取回路中开关器件的相位进行调控，选择合适的时机将所拾取的无功能量进行二次注入，即可把该部分能量转变为有功功率，在不改变系统频率与谐振元件参数的前提下实现失谐矫正。与现有研究相比，该方法仅需用到两个开关器件与一个储能电容即可在系统自身阻抗出现大范围波动时始终维持谐振状态。更为重要的是，由于本发明所使用的能量负反馈特性是谐振系统的一种自发现象，无需配合额外的检测与控制算法，在失谐矫正中的动态特性与通用性极具优势。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一般WPT网络结构示意图；

图2为本发明实施例提供的基于无功功率二次整形的失谐矫正思路示意图；

图3为本发明实施例提供的具备能量负反馈功能的WPT系统；

图4为本发明实施例提供的通过能量负反馈实现失谐矫正的逻辑框图；

图5为本发明实施例提供的初始有功与无功电流的模态图，其中，(a)为模态1的结构图，(b)为模态2的结构图，(c)为模态3的结构图，(d)为模态4的结构图；

图6为本发明实施例提供的关键参数收敛过程示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

无线电能传输技术可以为无人智能设备的常态化部署提供稳定的能量补给。然而，工作环境的不确定性，特别是海洋应用场景中洋流、风浪对阻抗的影响将致使系统失谐，所引入无功功率会极大降低系统的功率传输能力，严重的甚至导致功率曲线变为非单调并致使控制逻辑失效。现有失谐矫正方法多需通过实时的幅值与相位检测进行控制变量更新，控制速率有待提升。为此，本发明提出了一种无功功率负反馈的新颖失谐矫正思路，可以通过在谐振网络中构建出失谐状态引入无功功率，无功功率反过来矫正失谐状态的能量负反馈逻辑确保系统自发地维持在谐振状态。本发明从有功与无功功率的相位关系出发，全面剖析了构建该负反馈逻辑时所需遵循的系统设计规则，并设计了两个不同阻抗特性的样机验证了其对于任意阻抗网络的可行性。实验结果显示，该失谐矫正方案可以保证系统在剧烈阻抗扰动下始终维持谐振状态且无需过渡过程，可极大提升WPT系统的抗干扰能力。

串联-串联型无线电能传输(SS-WPT)系统中的经典结构如图1所示，v_fa为高频激励电压源，C₁与L₁分别为发射端谐振电容与发射端线圈，L_S与C_S分别为接收端线圈与接收端谐振电容，R_S1与R_S11分别为发射与接收端的集总电阻，M为L₁与L_S之间的互感。根据互感理论，接收端通过L₁与L_S之间的互感M被等效为一个包含实部电阻R_eq与虚部电抗X_eq的等效阻抗Z_eq，因此，WPT系统仍然可以被等效是电感、电容与负载构成的单边谐振网络，其中电容通过电荷积累实现静态储能，而电感则通过电荷流动产生的磁场进行动态储能：动静态储能的周期性转换所产生的谐振电流实现为负载的持续性供电。为方便后续分析，给SS-WPT系统的如下关键电压，电流及功率公式：

其中，f为v_fa工作频率，ω为角频率，k为线圈间的耦合系数，j为虚数单位，P_o为输出功率。当L₁、C₁以及X_eq的总电抗X_in不为0时，激励电压源v_fa与输入谐振电流i_z1之间将偏离谐振状态，WPT系统的功率传输性能也将随之降低。失谐状态导致WPT功率传输能力下降的根本原因是v_fa与i_z1之间的相位差引入了可以在v_fa与谐振网络之间周期性转移的无功功率：同一份无功能量的重复转移占用了v_fa的有功功率输出空间。

为此，本发明拟通过为无功功率构建能量负反馈回路的方式进行失谐矫正。以X_in为感性时为例，图2给出了本发明思路的逻辑框图：i_z1可被分解为与v_fa零相位的有功电流i_a以及滞后v_fa相位90°的无功电流i_b，若能够将无功电流i_b所存储能量进行拾取与存储，通过延时与再注入的方式将i_b的相位调节为与i_a一致，则可以在X_in不为0的前提下使WPT系统维持谐振状态。

能量负反馈的具体实现方案

无功能量的拾取与再注入是实现本发明失谐矫正思路所需解决的核心问题。为此，本文设计了如图3所示WPT拓扑结构进行原理验证。其无功功率拾取回路由一个整流电容C_i2与两个MOSFET管S₃与S₄构成：通过合理控制S₃与S₄的相位，即可把无功电流i_b所存储能量从i_z1中拾取，随后，将此部分能量整形为与有功电流i_a同相位的电流后再次注入谐振网络，从而实现失谐状态矫正。

为方便后续理论分析，首先建立图1与图3中关键变量之间的联系。图3中，直流电压源V_i1与MOSFET管S₁和S₂构成的高频逆变电源v₁将用于提供图1中所示的正弦激励电压v_fa，其中S₁为第一MOSFET管，S₂为第二MOSFET管，接收端将采用二极管D₁～D₄以及整流电容C_O构成的全桥整流器将交流电压转换为实际负载R上的直流电压V_O。方波电压高频逆变电源v₁的基波分量v_fa，以及等效负载R_L与实际负载R之间等效关系可由傅里叶变换求解，结果如公式(2)所示。

其中，V_fa是v_fa的幅值。类似地，C_i2同样会将无功能量先转换为直流电压V_i2，再以逆变的方式构建出交流方波电压源v₂并实现无功能量的二次注入。v₂的基波分量v_fa2可由如下公式求解，

其中，V_fa2是v_fa2的幅值，是v₂与v₁的相位。图4给出了S₃、S₄及C_i2在进行无功功率拾取与二次注入时的系统逻辑框图。具体逻辑如下：

1，失谐状态下，激励源v₁与输入电流i_z1之间存在相位差，若输入总电抗X_in为感性则v₁超前i_z1，为容性则v₁滞后i_z1。

2，根据欧拉公式，i_z1可由两个相位差90°的电流i_a与i_b等效替代。其中i_a与v₁零相位，可视为有功电流，i_b与v₁则为±90°(与X_in性质相关)，可被定义为无功电流。

3，通过合理调控S₃与S₄的导通相位，其中S₃为第三MOSFET管，S₄为第四MOSFET管，即可对无功电流所存储无功功率进行抽取：当i_b由负到正(当i_b的流向为从左向右即电流i_b从激励电压源正极流向负极的方向)时，S₃开通S₄关断，储能电容C_i2被i_b注入电荷；当i_b由正到负时(变为由右向左即电流i_b从激励电压源负极流向正极的方向)，S₃关闭且S₄导通，电荷被存储在C_i2中。为实现该目的，对于X_in感性的情况，S₃与S₄的相位应该滞后v₁90°，X_in容性时则S₃与S₄的相位应超前v₁约90°。

4，电荷的积累会在C_i2上产生电压v₂。与v₁类似，v₂同样会在谐振网络中产生一个与自身相位维持在(-90°，90°)以内的新的电流i_c。由于相位不再是±90°，这意味着i_c可以为R_eq做功，即从i_b吸收的无功功率有一部分被转变为了有功功率。与此同时，i_c的虚部将与i_b进行抵消，从而降低无功功率占比(如第3条所述，当S3与S4的相位基于X_in的性质被设定为90°或-90°时，并通过控制其开闭，系统即可在上述操作情况下实现自发抵消)。

5，在i_b被完全抵消之前，其将持续为C_i2注入电荷，导致i_c继续升高，直至i_c的虚部与i_b完全抵消，实现失谐矫正。

因此，从直观上，只要通过调整S₃与S₄的相位，当X_in为感性时使v₂滞后v₁相位90°，为容性时超前90°即可实现无功功率的负反馈，达到自适应失谐矫正的目的。

能量负反馈过程的收敛性判断

为证明图4所示失谐矫正思路的可行性，本发明将在直观理解的基础上对负反馈过程的收敛性进行理论推导。首先进行模态分析，对于初始有功与无功电流i_a和i_b，其在不同模态下的流动方向如图5中的(a)(b)(c)(d)所示(以X_in为感性为例)。

模态1：S₁与S₄开通，S₂与S₃关断。该模态下，i_a从电压源V_i1抽取能量为谐振网络供能，i_b将自身存储能量返还给V_i1。与此同时，i_a与i_b均通过S₄续流，不为C_i2注入电荷。

模态2：S₁与S₃开通，S₂与S₄关断。此时，i_a继续从V_i1抽取能量，i_b则将模态1中返还给V_i1的能量再次注入谐振网络。i_a与i_b同时为C_i2注入电荷，所存储电荷增加。

模态3：S₂与S₃开通，S₁与S₄关断。此时，i_b仍将持续为C_i2注入电荷，与之相反，i_a会在该模态内将模态2中存入C_i2的电荷抽取出来并返还给谐振网络。该模态内，i_a与i_b均通过S₂续流，V_i1不参与电荷交换过程。

模态4：S₂与S₄开通，S₁与S₃关断。i_a与i_b经由S₂与S₄自由谐振。

由模态分析可知，虽然初始有功电流i_a会与无功电流i_b一同在模态2为C_i2注入能量，但是，此部分能量将在模态3中因为电流反向而回归谐振网络，即有功功率不会被S₃，S₄和C_i2构成的能量拾取电路影响。因此，在理论分析中可认为v₁直接产生的有功电流i_a为恒定值，仅单独分析无功功率i_b的是否收敛即可验证图4所分析的负反馈过程是否成立。

对于无功电流i_b的收敛过程，可由C_i2电荷注入与抽取过程中的平衡关系求解。假设系统运行的周期数为n，i_bn为第n个周期时的无功电流，其向C_i2注入的净电荷Q_n为，

C_i2积累的总电荷为，

第n个周期，v₂的幅值V_2n以及基波v_fa2的幅值V_fa2n如下，

相应地，v₂在第n个周期产生的电流i_cn可由公式(7)求解。注意，这里定义i_cn的正方向是从左向右为正，以确保正方向与i_z1保持一致。

由(7)可知，i_cn包含实部与虚部。其中，实部与初始有功电流i_a同相位，表示部分无功能量通过i_cn的二次注入被转换为了有功功率；虚部与i_bn反向位，两者相消，意味着谐振网络的无功功率占比降低。此时，系统在第n个周期的总有功电流i_an可由(8)表示，Re()表示求取复数实部。

i_an＝i_a+Re(i_cn) (8)

虽然i_an由v₁与v₂共同产生，但考虑到系统仅有v_i1一个实际电压源，维持i_an所需的能量仅能由v₁提供。因此，从阻抗层面考虑，v₁若要产生i_an这么大的电流时，其在第n个周期的等效输入电抗X_{in_n}可由(9)求解，结果如(10)所示。公式(9)中的虚部电流i_bn则可带入公式(4)进行下一个周期的迭代。

(4)-(10)的迭代过程需要一定的初始条件。其中，i_cn的初值i_c1可视为0，i_an与i_bn的初始值i_a1与i_b1可从公式(1)中i_z1的求解公式获得，结果如(11)所示。将i_a1,i_b1及i_c1赋予公式(4)-(10)后即可实现i_an与X_{in_n}的迭代计算。

图6给出了不同C_i2下的i_an，i_bn以及X_{in_n}的迭代曲线，可以得到如下结论：

1)所构建的WPT系统可以在无需额外检测与控制环节的条件下收敛到稳定状态，此时，无功电流i_b与等效输入电抗X_{in_n}将衰减至0，有功电流i_a将升高至于谐振状态一致。即图4所解释的能量负反馈特性是成立的。

2)能量整形回路中，C_i2的容值与收敛速度正相关，当C_i2＝141μF,47μF以及2μF时,V_i2分别需要约3000，1000以及44个周期达到稳态，耗时分别约为35ms，11ms与0.5ms。

3)C_i2的选取仅影响收敛速度，达到稳定后的线圈电流i_{a_s}均与系统处于谐振状态时一致，可由公式(12)求解。需要注意的是，R_S1与R_S11在约等的过程中被忽略了，因为适当的消除较小的寄生参数可在确保计算精度的同时对计算公式进行简化，是阻抗分析中的常用手段。另外，i_{a_s}同样被定义为稳态谐振电流i_{z1_s}，这是为了在后续分析中与公式(1)中的i_z1进行区分。

稳态条件下的电压应力求解

上一章节通过对能量负反馈过程收敛性的求解，证明了利用该特性进行自适应失谐矫正的可能性。本节内容则着重于求解能量拾取回路中，S₃、S₄及C_i2在不同失谐程度下的电压应力，对拓扑的电气性能进行更为全面的分析。

由图1与公式(2)(11)可知，对于一个不包含能量拾取回路的SS型WPT拓扑，其失谐状态下的有功功率P_a与无功功率P_r可由如下公式求解：

因此，v_fa所需提供的无功功率与有功功率之比Rad_ar如下：

添加能量拾取回路后，系统将回归谐振状态。此时谐振电流i_z1的值i_{z1_s}可由公式(12)求解，相应地，v_fa提供的有功功率P_{a_s}如下

其中，I_{z1_s}为稳态谐振电流i_{z1_s}的幅值。根据公式(14)所描述的比例关系可知，vf_a1在输出P_{a_s}这么大的有功功率时，理应伴随的无功功率如公式(16)所示：

P_{r_s}＝P_{a_s}Rad_ar (16)

P_{r_s}即为系统回归谐振状态时，v_fa2需要二次注入的无功功率大小。由于S₃，S₄与C_i2仅具备开关与储能功能而不具备产生额外能量的能力，v_fa2与i_{z1_s}之间必然为90°或-90°，因此，其所能注入的无功功率如下：

当系统回归完全谐振时，(16)与(17)应该相等以确保v_fa理应产生的无功功率被v_fa2完全抵消。此时，v_fa2的幅值V_fa2可由如下公式求解，

C_i2的电压，即S₃与S₄的电压应力V_i2，可根据傅里叶变化公式获得，

相关实验

本文根据图3所示拓扑设计了实验平台用于原理验证。线圈L1与L2采用环绕方式绕制，其内径与外径分别为9cm与16cm，采用双层结构，每层包含12匝线圈。理想情况下，其额定电感值为144μH，但是由于制作工艺与线圈偏移等因素，该数值在实际工况下将会发生波动，属于磁芯线圈的常见现象，该现象同样说明WPT系统在实际工况下难以确保参数精度，容易失谐。本实验将通过改变谐振电容数值以及线圈偏移程度等方式，给出5组不同工况下的实验结果，从而实现全面的特性解析。

原理验证实验(±90°的条件)

本实验用于验证：X_in为感性时，v₂应滞后X_in约90°；X_in为容性时，v₂应超前X_in约90°。实验过程中，C₂＝24nF以确保与L₂处于准谐振状态，负载20Ω，线圈距离6cm，通过改变C₁的方式控制X_in的性质，示例1：C₁＝35nF，v₂滞后v₁约90°；示例2：C₁＝35nF，v₂超前v₁约90°；示例3：C₁＝15nF，v₂超前v₁约90°；示例4：C₁＝15nF，v₂滞后v₁约90°。

表2

表2列举了其关键实验结果，可以获得如下结论：

1)图4所示的，基于能量负反馈的失谐矫正逻辑被成功验证。

2)如示例1-2所示，当X_in为感性时，设置v₂相位滞后v₁约90°可以通过能量负反馈使系统回归v₁与i_z1为零相位的谐振状态。反之，若v₂相位设置错误则C_i2无法拾取无功功率，导致V_i2电压趋近于0V。示例3-4为Xin为容性时的实验结果，可获得相同结论。

3)示例1、3中均实现了失谐状态矫正。但是，示例1中的谐振电流I_z1为2.5A，更接近用公式(12)计算的理论值2.35A。与之相反，示例3中的谐振电流I_z1仅为2A，虽然远高于失谐状态下的0.85A，但仍小于示例1中的2.5A，这是i_z1波峰处的凹陷导致的：X_in为容性时，S₃与S₄处于硬开关状态，开关损耗消耗了本应传递给负载的部分能量，在削弱功率传输能力同时极大降低了系统效率(示例3中i_z1是滞后于v₂的，但考虑到正方向问题，应对相位进行180°补偿)。

4)如示例1-2所示，当X_in为感性时，V_i2的实验值与计算值基本一致,X_in为容性时，理论与实验值存在一定误差，这同样是因为硬开关过程损耗了C_i2的部分电荷导致的。

WPT系统具有更高的灵活性与封闭性，在恶劣环境下具有极高的应用潜力。但是，外部因素干扰导致的失谐问题在严重降低系统功率传输能力与效率的同时还引入了极高的失控风险。为此，本文提出了一种基于无功功率负反馈的失谐矫正方案，可以实现谐振状态与负载、距离及参数精度等外部因素的完全解耦。研究过程中，全面剖析了能量负反馈过程的作用机理，利用两个额外开关管与一个储能电容将其付诸实际，并分析了储能电容的选取对于动态响应能力的影响规律。实验部分包含了对此项技术动态与稳态特性的全面验证，结果表明，当本文分析得到的电压相位设计规则被满足后，系统可以自动收敛至谐振状态，在负载出现剧烈跳变时可在数毫秒内重新收敛至谐振状态，当耦合强度持续波动时可以在每个周期内实时维持谐振状态。另外，通过对比实验还可以发现，实现实时的失谐矫正可以避免功率曲线表现出非单调特性，功率传输能力最大可提升2倍且在相同输出功率时的系统效率可提升约2％。理论与实验结果吻合良好。

以上，仅为本申请较佳的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.基于能量负反馈的自适应谐振WPT系统，其特征在于，包括：

谐振网络及无功功率拾取回路；其中，所述谐振网络包括发送网络及接收网络；所述发送网络上依次串联设置有激励电源、发射端谐振电容、发射线圈及发射端电阻；

所述无功功率拾取回路串联于所述激励电压源、发射端谐振电容之间；

所述无功功率拾取回路包括整流电容、第三MOSFET管及第二MOSFET管，所述第三MOSFET管及第四MOSFET管串联后与整流电容并联；

所述发射端谐振电容一端连接于第三MOSFET管及第四MOSFET管之间；

所述激励电源一端连接于整流电容及第四MOSFET管之间；

通过对第三MOSFET管及第四MOSFET管进行导通及相位的调整实现无功功率负反馈进而实现WPT系统的自适应谐振。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

当无功电流由负到正时，第三MOSFET管导通及第四MOSFET管关断，当无功电流由正到负时，第三MOSFET管关断及第四MOSFET管导通；

当总电抗为感性时，第三MOSFET管及第四MOSFET管的相位滞后90°，当总电抗为感性时，第三MOSFET管及第四MOSFET管的相位超前90°；

其中无功电流为谐振网络中输入谐振电流的无功电流，所述总电抗为谐振网络中谐振电容、发射线圈及发送网络及接收网络之间互感的等效电阻的总电抗。

3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

所述激励电源包括第一MOSFET管及第二MOSFET管及电压源，所述第一MOSFET管及第二MOSFET管串联后与电压源，所述第一MOSFET管及第二MOSFET管之间作为激励电源的正极，所述第二MOSFET管及电压源之间作为激励电源的负极；所述激励电源的正极与发射线圈一端连接；所述激励电源的负极连接于整流电容及第四MOSFET管之间。

4.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

所述接收网络包括接收线圈、接收端电阻、接收端谐振电容，整流电路、实际负载，其中所述接收线圈、接收端电阻、接收端谐振电容依次串联，所述接收线圈与接收端谐振电容之间串联有整流电路，所述整流电路与所述实际负载并联。

5.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

所述整流电路采用全桥整流电路。

6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

通过模态分析及数学模型对所述自适应谐振WPT系统进行收敛性判断。

7.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

所述整流电容与自适应谐振达到稳定的耗时正相关。

8.根据权利要求1所述的系统，其特征在于：

WPT系统的自适应谐振的谐振电流大小为激发源与等效电阻和发射端电阻之和的比值。