CN117352353A - 一种加载高通滤波器的慢波结构和行波管 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种加载高通滤波器的慢波结构和行波管，所述慢波结构包括：用于传输电磁波的封闭金属腔结构；以及，加载在所述封闭金属腔结构壁面上的高通滤波器；其中，所述高通滤波器的截止频率大于所述慢波结构的工作模式频率，小于所述慢波结构的非工作模式频率。本发明通过在封闭金属腔结构壁面上加载高通滤波器，且高通滤波的截止频率大于慢波结构的工作模式频率，小于非工作模式频率，从而使得工作模式下的电磁波不会被高通滤波器传输，进而被束缚在慢波结构中，而非工作模式下的电磁波可以被高通滤波器传输并被辐射到自由空间或者被吸波材料吸收，解决了由于模式竞争导致行波管工作不稳定的问题，同时还提高了耦合阻抗，降低了加工难度。

Description

一种加载高通滤波器的慢波结构和行波管

技术领域

本发明属于微波电子技术领域，具体涉及一种加载高通滤波器的慢波结构和行波管。

背景技术

随着微波技术的发展，传统的固态放大器已经不能满足高频率、高功率和高线性度等要求，因此需要一种新型的放大器来替代。行波管就是在这种背景下诞生的，它具有高功率输出、高频率、高增益等优点，经过几十年的发展和改进，成为最广泛使用的真空电子器件之一，是微波放大器的主流选择。

慢波结构使行波管中最重要的结构之一，它可以使电磁波的相速度降低到与电子束的速度相匹配，从而实现电磁波与电子束之间的有效能量交换。现有的主流金属慢波结构中主要有交错双栅、曲折波导、正弦波导和螺旋线等，被广泛应用在各类行波管中。

交错双栅、曲折波导这类结构由于具有天然的电子束通道，可以在高频段提供相对更大电流，且其因为结构简单容易加工被广泛关注。为了提高太赫兹行波管的放大性能，需要考虑交错双栅的耦合阻抗、损耗和电子束尺寸对行波管的影响。电子束尺寸也随着工作频率的增加而减小，这会降低行波管的增益和效率，进一步降低行波管的放大性能。

对于交错双栅、曲折波导这类全封闭结构，非工作模式下的电磁波也可以在慢波结构里面传播，从而增加了不同模式之间的竞争，对行波管的长期稳定性有不利的影响。目前有研究人员把光子晶体或者其他具有带隙特点的人工电磁结构引入到慢波结构中，但这同时也增加了结构的复杂度，往往难以加工制造。受限于加工技术的发展，引入人工电磁结构的慢波结构往往应用在较低的频段。

发明内容

为了解决全封闭式慢波结构，由于其边界是全封闭的金属，导致高次模可以在慢波结构中传播，容易形成模式竞争，影响行波管长时间的工作性能的问题，本发明提供了一种加载高通滤波器的慢波结构和行波管，本发明提出的慢波结构通过在慢波结构中加载高通滤波器，且高通滤波器的截止频率大于慢波结构的工作模式频率，从而将工作模式的电磁波束缚在电子注通道内，工作模式外的电磁波可以越过光子晶体传走，解决了由于模式竞争导致行波管工作不稳定性的同时，提高了耦合阻抗和可加工性。

本发明通过下述技术方案实现：

一种加载高通滤波器的慢波结构和行波管，所述慢波结构包括：

用于传输电磁波的封闭金属腔结构；

以及，加载在所述封闭金属腔结构壁面上的高通滤波器；

其中，所述高通滤波器的截止频率大于所述慢波结构的工作模式频率，小于所述慢波结构的非工作模式频率。

传统的慢波结构，由于其边界是全封闭的金属，导致高次模也可以在慢波结构中传播，容易形成模式竞争，影响行波管的工作稳定性。而本发明提出的慢波结构，通过在封闭金属腔结构壁面上加载高通滤波器，且高通滤波的截止频率大于慢波结构的工作模式频率，小于非工作模式频率，从而使得工作模式下的电磁波不会被高通滤波器传输，进而被束缚在慢波结构中，而非工作模式下的电磁波可以被高通滤波器传输并被辐射到自由空间或者被吸波材料吸收，解决了由于模式竞争导致行波管工作不稳定的问题，同时还提高了耦合阻抗，降低了加工难度。

作为优选实施方式，本发明的慢波结构为交错双栅、正弦波导或曲折波导。

为优选实施方式，本发明的高通滤波器为矩形波导。

为优选实施方式，本发明的高通滤波器加载在所述封闭金属腔结构的宽边或窄边；

其中，所述封闭金属腔结构的宽边指其横截面中长的那条边，窄边指其横截面中短的那条边，所述封闭金属腔结构截面是指垂直于电磁波传播方向的平面。

为优选实施方式，本发明的矩形波导的截止频率由所述矩形波导的长边决定。

为优选实施方式，本发明的封闭金属腔结构采用的金属材料为高导的无氧铜。

为优选实施方式，本发明的慢波结构还包括电子注通道；

所述电子注通道为柱状或带状。

为优选实施方式，本发明的慢波结构为螺旋线。

为优选实施方式，本发明的高通滤波器加载在所述封闭金属腔结构的四周。

另一方面，本发明提出了一种行波管，所述行波管包括本发明所述的慢波结构。

本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

1、本发明提出的新型慢波结构，通过在传输电磁波的金属壁上加载高通滤波器，并将高通滤波器的截止频率设置为大于慢波结构的工作模式频率，小于慢波结构的非工作模型频率，则对于处于截止频率以下的电磁波会被束缚在慢波结构中，而高次模的电磁波(即截止频率以上的电磁波)可以被高通滤波器传输，实现对模式的选择，消除模式竞争，提高了行波管的工作稳定性；

2、根据仿真结果可知，本发明提出的新型慢波结构相较于传统慢波结构，用于更高的耦合阻抗和更低的欧姆损耗，表明本发明提出的慢波结构应用在行波管中可以获得更大的饱和功率输出、更高的单位长度增益和更高的电子效率，提高了行波管的工作性能；

3、本发明提出的新型慢波结构，由于天然带状电子束通道(如交错双栅慢波结构)可以提供更大的电流，更容易在行波管的电磁波放大表现中获得大的输出功率；本发明提出的新型慢波结构，与现有的使用具有带隙特性的人工电磁结构相比，结构更加简洁，更适合利用计算机辅助微加工技术来制作，即便于加工，装配也更加便捷。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

图1为传统的交错双栅慢波结构的单周期真空模型；

图2为传统的交错双栅慢波结构的单周期金属模型；

图3为本发明实施例的交错双栅慢波结构的单周期真空模型；

图4为本发明实施例的交错双栅慢波结构的单周期金属模型；

图5为本发明实施例的曲折波导慢波结构的单周期真空模型；

图6为本发明实施例的曲折波导慢波结构的单周期金属模型；

图7为本发明实施例的正弦波导慢波结构的单周期金属模型；

图8为本发明实施例的螺旋线慢波结构的单周期模型；

图9为本发明实施例的交错双栅慢波结构和传统的交错双栅慢波结构的归一化相速对比图；

图10为本发明实施例的交错双栅慢波结构和传统的交错双栅慢波结构的欧姆损耗对比图；

图11为本发明实施例的交错双栅慢波结构和传统的交错双栅慢波结构的耦合阻抗对比图。

附图标记及对应的零部件名称：

1-交错双栅主体结构，2-矩形波导加载结构A，3-曲折波导主体结构，4-矩形波导加载结构B，5-电子注通道，6-正弦波导主体结构，7-矩形波导加载结构C，8-封闭金属腔，9-矩形波导。

具体实施方式

在下文中，可在本发明的各种实施例中使用的术语“包括”或“可包括”指示所发明的功能、操作或元件的存在，并且不限制一个或更多个功能、操作或元件的增加。此外，如在本发明的各种实施例中所使用，术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。

在本发明的各种实施例中，表述“或”或“A或/和B中的至少一个”包括同时列出的文字的任何组合或所有组合。例如，表述“A或B”或“A或/和B中的至少一个”可包括A、可包括B或可包括A和B二者。

在本发明的各种实施例中使用的表述(诸如“第一”、“第二”等)可修饰在各种实施例中的各种组成元件，不过可不限制相应组成元件。例如，以上表述并不限制所述元件的顺序和/或重要性。以上表述仅用于将一个元件与其它元件区别开的目的。例如，第一用户装置和第二用户装置指示不同用户装置，尽管二者都是用户装置。例如，在不脱离本发明的各种实施例的范围的情况下，第一元件可被称为第二元件，同样地，第二元件也可被称为第一元件。

应注意到：如果描述将一个组成元件“连接”到另一组成元件，则可将第一组成元件直接连接到第二组成元件，并且可在第一组成元件和第二组成元件之间“连接”第三组成元件。相反地，当将一个组成元件“直接连接”到另一组成元件时，可理解为在第一组成元件和第二组成元件之间不存在第三组成元件。

在本发明的各种实施例中使用的术语仅用于描述特定实施例的目的并且并非意在限制本发明的各种实施例。如在此所使用，单数形式意在也包括复数形式，除非上下文清楚地另有指示。除非另有限定，否则在这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语(诸如在一般使用的词典中限定的术语)将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本发明的各种实施例中被清楚地限定。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

实施例1

传统的慢波结构，例如图1和图2所示的交错双栅慢波结构，由于其边界是全封闭的金属，这会导致高次模也可以在慢波结构中传播，容易形成模式竞争，行波管长时间的工作容易产生震荡，影响其工作稳定性。针对此，本实施例提出了一种加载高通滤波器的慢波结构，本实施例提出的慢波结构通过在封闭的金属腔结构上加载高通滤波器，且高通滤波器的截止频率大于慢波结构的工作模式频率，从而使得工作模式的电磁波不会被高通滤波器传输，进而被束缚在慢波结构中，而非工作模式的频率在高通滤波器的截止频率之上，因此非工作模式的电磁波可以被高通滤波器传输并被辐射到自由空间或者被吸波材料吸收。

本实施例提出的慢波结构包括：用于传输电磁波的封闭金属腔结构，以及加载在该封闭金属腔结构壁面上的高通滤波器；且高通滤波器的截止频率大于慢波结构的工作模式频率，小于非工作模式频率。从而使得工作模式下的电磁波不会被高通滤波器传输，进而被束缚在慢波结构中，而非工作模式下的电磁波可以被高通滤波器传输并被辐射到自由空间或者被吸波材料吸收，解决了由于模式竞争导致行波管工作不稳定性的问题，同时还提高了耦合阻抗，降低了加工难度。

进一步的，本实施例中的慢波结构可以是任意类型的慢波结构，例如常规的交错双栅、正弦波导、曲折波导、螺旋线等这类慢波结构。

进一步的，本实施例中的高通滤波器可以采用但不限于矩形波导，只要保证其截止频率大于工作模式频率，小于非工作模式频率即可。

进一步的，对于耦合腔式的慢波结构，例如交错双栅慢波结构、正弦波导慢波结构、曲折波导慢波结构等，本实施例中的高通滤波器既可以加载在慢波结构封闭金属腔的宽边，也可以加载在慢波结构封闭金属腔的窄边。其中，对于慢波结构来说，垂直于电磁波传播方向的平面称之为封闭金属腔横截面，封闭金属腔的横截面中长的那条边为宽边，短的那条边为窄边。对于螺旋线这类慢波结构，本实施例中的高通滤波器可以加载在慢波结构封闭金属腔壁面的四周不同角度。

一种可选实施方式中，以交错双栅慢波结构为例进行说明，如图3和图4所示，图中标记1为交错双栅主体结构，标记2为矩形波导加载结构A，如图所示，在交错双栅的宽边用连续排列的矩形波导代替传统的封闭金属壁，并通过对矩形波导的尺寸进行设计，使得矩形波导的截止频率大于交错双栅主体的基模工作频率，小于非工作模式频率。其中，截止频率由矩形波导的长边决定。交错双栅1采用的金属材料为高导的无氧铜，两侧交错栅的中间空间为电子注通道5，即该慢波结构的电子注通道为带状。

另一可选实施方式中，以曲折波导慢波结构为例进行说明，如图5和图6所示，图中标记3为曲折波导主体结构，标记4为矩形波导加载结构B，如图所示，在曲折波导的封闭金属壁的宽边加载矩形波导，穿过曲折波导的金属栅的圆柱部分为电子注通道5，即该慢波结构的电子注通道为柱状。

另一可选实施方式中，以正弦波导慢波结构为例进行说明，如图7所示，图中标记6为正弦波导主体结构，标记7为矩形波导加载结构C，如图所示，在正弦波导的封闭金属壁的宽边加载矩形波导。

另一可选实施方式中，以螺旋线慢波结构为例进行说明，如图8所示，图中标记8为螺旋线慢波结构的封闭金属腔，标记9为加载的矩形波导，如图所示，在螺旋线慢波结构的封闭金属腔壁面上按照120°角加载矩形波导。需要说明的是，图8仅为一种示例性说明，并不对高通滤波器的形状、加载位置进行限制。

本实施例通过将慢波结构和高通滤波器结合，并设计高通滤波器的截止频率可以使得慢波结构的工作模式频率位于高通滤波器截止频率以下，因此工作模式不会被高通滤波器传输，进而被束缚在慢波结构中，而非工作模式的频率在高通滤波器的截止频率之上，因此非工作模式的电磁波可以被高通滤波器传输并被辐射到自由空间或者被吸波材料吸收。本实施例中通过加载高通滤波器，使得只有工作模式才能在慢波结构中传输并从电子束汲取能量，进而放大，避免由于模式竞争导致行波管工作不稳定的问题，同时提高了耦合阻抗，降低了加工难度。

本实施例还提出了一种行波管，该行波管采用本实施例提出的上述慢波结构。

实施例2

本实施例利用电磁场仿真软件HFSS得到本实施例提出的慢波结构的高频特性以及传统慢波结构的对应高频特性进行对比分析，以说明上述实施例提出的慢波结构的性能效果。

本实施例以交错双栅慢波结构为例进行说明，仿真计算得到上述实施例的交错双栅慢波结构的色散特性曲线以及耦合阻抗曲线，以及传统交错双栅慢波结构的对应高频特性结果。

具体如图9所示的传统交错双栅和上述实施例的交错双栅慢波结构的归一化相速仿真结果，由图可知，两者拥有近似相等的归一化相速，表面两者的工作电压相同，同时从图中可以看出上述实施例的慢波结构在频带200GHz-260GHz范围内的变化范围为0.289-0.283，具有近乎相等的带宽。

如图10所示的传统交错双栅和上述实施例的交错双栅慢波结构的每周期损耗仿真结果，由图可知，在通频带内上述实施例的慢波结构的每周期损耗比传统交错双栅低约0.004分贝/周期。

如图11所示的传统交错双栅和上述实施例的交错双栅慢波结构在图9所示相速下的耦合阻抗曲线，由图可知，在通频带内上述实施例提出的慢波结构耦合阻抗明显高于传统交错双栅慢波结构，在中心工作点220GHz处本发明的耦合阻抗是1.57欧姆，传统交错双栅的耦合阻抗是1.09欧姆。上述实施例提出的耦合阻抗在220GHz处比传统交错双栅高出45％，在整个通频带内高出约34％。这说明本发明实施例中的慢波结构有更强的从电子注能量的能力，可以在后续的行波管中获得更大输出功率。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述慢波结构包括：

用于传输电磁波的封闭金属腔结构；

以及，加载在所述封闭金属腔结构壁面上的高通滤波器；

其中，所述高通滤波器的截止频率大于所述慢波结构的工作模式频率，小于所述慢波结构的非工作模式频率。

2.根据权利要求1所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述慢波结构为交错双栅、正弦波导或曲折波导。

3.根据权利要求2所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述高通滤波器为矩形波导。

4.根据权利要求2所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述高通滤波器加载在所述封闭金属腔结构的宽边或窄边；

其中，所述封闭金属腔结构的宽边指其横截面中长的那条边，窄边指其横截面中短的那条边，所述封闭金属腔结构横截面是指垂直于电磁波传播方向的平面。

5.根据权利要求3所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述矩形波导的截止频率由所述矩形波导的长边决定。

6.根据权利要求1-5任一项所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述封闭金属腔结构采用的金属材料为高导的无氧铜。

7.根据权利要求1-5任一项所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述慢波结构还包括电子注通道；

所述电子注通道为柱状或带状。

8.根据权利要求1所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述慢波结构为螺旋线。

9.根据权利要求8所述的一种加载高通滤波器的慢波结构，其特征在于，所述高通滤波器加载在所述封闭金属腔结构的四周。

10.一种行波管，其特征在于，所述行波管包括权利要求1-9任一项所述的慢波结构。