CN117335169A - 用于5g毫米波系统的双频双圆极化透射阵天线及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于无线通信技术领域，公开了一种双频双圆极化透射阵列单元、天线及其设计方法，阵列单元包括接收天线及发射天线，接收天线与发射天线间贯穿有金属盲孔，阵列天线包括线极化馈源以及双频双圆极化透射阵列单元，线极化馈源位于透射阵列单元中心的上方；设计方法为：将透射阵列单元的接收天线旋转180°，旋转前后产生1‑bit的0°以及180°两个量化相位；同时调节接收天线中间U形开槽的长度，再将发射天线旋转适当的角度，使得高频段和低频段产生相反的相位移动；实现在高低两个频段内0°‑90°和180°‑270°的over‑2‑bit相移范围，实现双频段的over‑2bit相移。
Description
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，尤其应用于5G毫米波通信系统。涉及一种双频双圆极化透射阵列单元、天线及其设计方法。
背景技术
目前，随着无线通信技术的发展，5G毫米波通信系统向着小型化、高频率、大数据传输、多用户通信的趋势发展，双频圆极化天线由于其优秀的方向性，能够在特定的方向上实现更好的信号传输和接收，减少信号的泄露和干扰，使得系统对天线的方位敏感性降低。并且，由于5G毫米波通信系统同时工作在两个频段，并且工作频比较大，例如28GHz/39GHz，相比单独使用两个天线，双频圆极化天线节省了系统占用空间和系统设计的复杂度，使得它的适用性、实用性强，被广泛应用于各类通信基站或者终端等等系统。同时，5G毫米波通信系统因为使用毫米波进行通信，而毫米波信号容易受到障碍物的影响，造成点对点通信质量的降低。透射阵天线可以实现波束赋形，将信号聚集在特定的方向，从而在指定方位提高信号的质量，可以用于解决点对点通信信号质量差的问题。并且，透射阵天线还可以在不同方向上创造多个波束，同时给不同用户传输数据，因此十分适用于5G毫米波通信系统。透射阵还有制作简单、无需复杂的馈电网络、避免馈源天线遮挡等优点，因而近年来备受关注。
透射阵天线由馈源和透射阵面组成，其工作原理是将从馈源辐射出的球面波通过相位调节的方式转换成平面波，进而实现指定方向的高增益笔尖波束。相位调节的核心是通过控制每个透射阵单元的透射相位来补偿馈源和透射阵面之间的不同路径长度。理想的情况下，需要实现阵面上每个单元在0°-360°之间的连续相位补偿。然而，实现连续的360°相位补偿，通常会造成透射阵天线的高剖面和窄带宽。为了改善连续相位补偿带来的设计缺陷，近年采用量化相位补偿设计的透射阵天线成为研究热点。1-bit、2-bit以及3-bit等量化相位的透射阵天线被提出。
2021年RedaMadi，Antonio Clemente，Ronan Sauleau三位学者，提出了一种应用于ka波段卫星通信的双频段双线极化透射阵天线，该天线采用堆叠结构，将高频单元和低频单元上下堆叠，并且正交放置。通过旋转发射单元，得到了1bit的相位移动。经过测量在19.8GHz时，峰值增益为27.1dBi，对应的孔径效率为25.1％。在上行频段中，在28.3GHz时，最大增益为29.9dBi，孔径效率为20.1％。该天线单元，实现了正交的双线极化，但相位移动范围小，天线的副瓣电平会比较高，口径效率低，不适用于需要低副瓣和需要抗干扰能力强的应用环境。
2022年，Jun Hu及Hang Wong等学者提出了毫米波频段的线极化馈电的多波束圆极化透射阵天线。单元采用接收-发射的结构形式，其中，接收单元和发射单元的结构分别为线极化和圆极化的磁电偶极子，中间层采用基片集成波导结构，接收单元通过口径耦合结构经过基片集成波导实现和发射单元实现能量传输。通过将圆极化单元旋转360°，实现了360°的透射相移。测试结果表明，该天线在20-33GHz的频率范围内，在27GHz处达到峰值增益21.5dBic，此时天线效率为24.8％，同时实现了33.3％(23-32GHz)的3dB增益带宽和40.7％(22-33GHz)的3dB轴比带宽，实现了±33°内的波束扫描，波束扫描损失为2dB。此天线采用了基片集成波导结构，使得天线单元结构复杂，加工难度、加工成本高。
通过上述分析，现有技术存在的问题及缺陷为：
(1)现有的双频带圆极化透射阵天线需要设计高低频单元，各自工作在高低频段，两种单元需要正交排布，单元间距较大，造成天线某一频段口径效率低，通常只有20％左右。
(2)现有的透射阵天线，通常需要设计两种结构不同的单元，或者在接收单元和发射单元之间增加一层相位延迟线结构，通过改变相位延迟线的结构来实现。但这种设计会造成透射阵天线的高剖面，且增加了设计的复杂程度。
(3)现有的双频双圆极化透射阵天线，频比多数为12GHz/14GHz这样的小频比。不适合5G毫米波通信的28GHz/39GHz这种大频比应用场景；
(4)现有的部分透射阵采用同一单元实现双频段工作，但是不能对双频实现超过1Bit的相位补偿，造成口径效率较低，两个频段都在20％左右。
(5)现有的双频带圆极化透射阵天线主要使用折叠天线的方式实现，结构复杂，成本高，加工难度大，装配复杂。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种双频双圆极化透射阵列单元、天线及其设计方法。同时，本发明还提供了一种适用于双频双圆极化透射阵列天线相位补偿的策略。
首先，本发明是这样实现的：针对双频双圆极化透射阵列单元，所述双频双圆极化透射阵列单元包括发射天线以及接收天线，发射天线以及接收天线之间贯穿有金属盲孔；天线单元通过改变接收天线辐射结构的尺寸以及旋转发射天线的方式，实现相位移动。针对双频双圆极化透射阵天线，首先按接收天线工作频段的中心频点需要的阵面相位分布为基础，确定天线单元的排布以及接收天线的尺寸。通过计算高频段与低频段的阵面相位分布，与中心频点阵面相位分布做差，得到发射天线需要旋转的角度，按照这些角度，对应的旋转每一个单元的发射天线，从而确定最终的双频双圆极化透射阵天线的完整结构。
发射天线由第一金属层、第一介质层、第一粘结层、第二金属层、第二介质层、第三金属层组成；接收天线由第四金属层、第三介质层、第二粘结层、第三金属层组成；发射天线和接收天线共用第三金属层作为地板，接收天线的辐射结构位于第三介质层的底部，由第四金属层组成；第二金属层至第四金属层的中心贯穿有金属盲孔；金属盲孔的尺寸和位置是为了最小化接收和发射天线之间的干扰而特别设计的。
进一步，所述发射天线包括由上至下依次设置的第一金属层、第一介质层、第一粘接层、第二金属层以及第二介质层；发射天线的辐射结构位于第一介质层的顶部和第二介质层的顶部，由第一金属层和第二金属层组成。
进一步，所述接收天线包括由上至下依次设置的第三金属层，第二粘接层，第三介质层，第四金属层；接收天线的辐射结构位于第三介质层的底部，由第四金属层组成；第四金属层是开U形槽的矩形贴片，通过U形开槽，展宽了单元的阻抗带宽，同时在U形槽的两个角处做切角处理，使得传输幅度的损耗更低。
进一步，所述第一金属层是一个矩形贴片，中间开圆形孔，且矩形的一组对角进行切角处理，未切角的一组对角，将角变成短枝节，并且贴片绕Z轴旋转45°；第二金属层是一个矩形贴片，中间开半环形槽，未切断部分朝向X轴正向，并且一组对角做切角处理；在贴片未切断部分的中点处，连接一条短枝节，中点关于Y轴对称的点处，连接一条短枝节；第一金属层和第二金属层的具体几何形状和尺寸是为了优化高频段和低频段的天线轴比性能而设计的；通过计算和旋转发射天线的角度，确保了高频段和低频段的阵面相位分布与中心频点的阵面相位分布的差异最小。
本发明的另一目的在于提供一种基于所述的双频双圆极化透射阵列单元的天线，所述天线包括线极化馈源以及双频双圆极化透射阵列单元，线极化馈源位于双频双圆极化透射阵列单元中心的上方，双频双圆极化透射阵列天线由N×N个双频双圆极化透射阵列单元构成，N≥2且为整数。
进一步，所述线极化馈源采用宽带的波纹喇叭天线，线极化馈源的辐射方向朝向双频双圆极化透射阵列单元。
本发明的另一目的在于提供一种所述天线的设计方法，所述方法包括以下步骤：
步骤一，将透射阵列单元中的接收天线旋转180°，即可得到状态A和状态B，旋转前后产生1-bit的0°以及180°两个量化相位；
步骤二，调节双频双圆极化透射阵列单元中的接收天线的U形槽的尺寸，产生0°-90°的连续相移，再将发射天线旋转角度，使得高频段和低频段产生相反的相位移动，实现0°-90°和180°-270°的over-2bit相移范围，同时实现双频段的over-2bit相移。
进一步，所述双频双圆极化透射阵列单元的接收天线有状态A和状态B两种状态，状态A是第四金属层偏向y轴负向，状态B是指将状态A的第四金属层旋转180°后偏向y轴正向；在相位补偿时需要考虑单元的状态和补偿的策略，当波束指向阵面法相时，阵面上每个单元需要的相位补偿Φ(xi,yi)由公式(1)计算得到：
Φ(xi,yj)＝k0di (1)
其中，di是馈源相位中心到第i个单元中心的距离。k0是自由空间的波数；
首先，接收天线的工作带宽包括本双频双圆极化透射阵天线的两个工作频段，针对整个频段的中心频点f0进行相位补偿，则高频段和低频段会得到相同的相位补偿，记中心频点f0需要的相位是Φ0,则通过公式(1)计算出天线阵面上每个单元需要的相位Φ0(xi,yi)；记低频段的中心频点为f1，需要补偿的相位是Φ1，高频段的中心频点为f2需要补偿的相位是Φ2；同理，通过公式(1)计算出低频段和高频段中心频点需要的相位Φ1(xi,yi)和Φ2(xi,yi)；自由空间波数不同，此时，f2频点处对比f0频点处需要的相位补偿更多，即Φ2大于Φ0，两者之差记为ΔΦ2，而Φ1对比Φ0需要的相位补偿更少，记为ΔΦ1。ΔΦ1和ΔΦ2通过公式(2)计算得到：
f0是整个频段的中心频点，所以ΔΦ1和ΔΦ2在数值上是相等的；
进一步，通过改变接收天线的U形状槽的尺寸，调整f0处阵面的相位，再按照计算出来的ΔΦ1和ΔΦ2旋转发射天线，使得阵面同时满足Φ1和Φ2的相位分布。
结合上述的技术方案和解决的技术问题，本发明所要保护的技术方案所具备的优点及积极效果为：
第一、本发明仅使用一种结构相同的单元实现双频双圆极化工作模式，单元不需要正交排布，使得天线阵面结构紧凑，天线口径资源更加合理分配，提高天线口径效率，提升天线的性能。现有的2-bit透射阵天线在接收天线和发射天线之间加入相位延迟线结构，会增加天线的剖面高度；本发明中的透射阵列单元相移通过辐射结构变化实现，并且使用前文提到的相位补偿策略，并没有引入相位延迟线结构，利用这两种方法结合调相，不但减化了单元设计过程以及降低了单元结构设计的难度，还能够实现双频段双圆极化、高口径效率的透射阵天线。本发明所需金属层数只有4层，易于加工，降低了成本，简单的四层金属层和3层介质层可通过螺丝进行固定，便于组装，避免了多层介质层组装时导致的安装误差，方便使用。
本发明仅使用一种结构相同的透射阵单元，天线结构简单，剖面低，为0.182λ28(λ28表示频率为28.5Ghz的电磁波的波长)；本发明实现了双频段工作，天线的工作频比为28.5GHz/37.5GHz，能够满足此类频段的5G毫米波频段通信技术的要求，具有较强的应用价值。本发明天线在28.5GHz处增益为26.9dBic，口径效率为43.2725％；在37.5Ghz处增益为28.52dBic，口径效率为36.2944％。均高于前文提到的设计，提高了通信质量。
第二，本发明提出了一种基于接收-发射结构的over-2bit双频双圆极化透射阵天线，相较于传统的透射阵天线，本发明的结构更加简单，没有复杂的移相结构，并且只使用一种结构的简单单元组成阵列，使得透射阵天线实现双频双圆极化工作的功能，改善了传统透射阵天线单一工作模式的缺陷；相较于2bit透射阵天线，本发明在0-90°和180°-270°内进行了连续移相，降低了2bit透射阵天线因为量化相位而带来的相位误差，提高了2bit透射阵天线的口径效率。本发明具有低成本、易加工和高口径效率的优势，有更高的性能和更好的适用性，在5G毫米波频段的高性能通信领域具有广泛的应用场景。
第三，本发明的技术方案填补了国内外业内技术空白：1)国内外同行业中，均有专利和论文提出了具有双频双圆极化透射特性的天线。这些天线的单元设计成交错式正交排布，或利用折叠天线的方式实现双频双圆极化工作。利用了极化的正交性，减少了两种不同极化单元之间的相互干扰，这样使得相位补偿的设计更为容易，实现双频双圆极化的工作模式也变得更为简易，只需要调整高频和低频单元的尺寸或旋转高频和低频单元即可。然而，该设计也存在一定的缺点。由于单元周期的限制，正交交错排布的单元无法有效地利用口径资源，无法同时兼顾两个频段的口径效率，从而导致天线的口径效率较低。本发明所提出的透射阵天线，其单元无需按照正交交错的方式排布，而是根据中心频点的相位分布进行排布，通过旋转发射天线和改变接收天线的尺寸来实现双频段的over-2bit相位移动；并且，双频段双圆极化工作模式仅由一种单元来实现，无需额外的单元设计。本发明所提出的相位补偿策略以及天线单元结构已填补了当前业内的技术空白。2)针对当前的双频双圆极化天线，由于其工作频比较小，不适合应用于5G毫米波通信系统。但本发明设计的透射阵天线工作频比为28.5GHz/37.5GHz，足以满足此类频段的5G毫米波频段通信技术的需求，弥补了目前业内在大工作频比方面的空白。
第四，关于双频双圆极化透射阵列单元及天线的显著的技术进步：
1)相位调控灵活性：通过改变接收天线的辐射结构尺寸以及旋转发射天线，本设计方案能够实现更为灵活的相位调控，形成的笔尖波束波能量集中，对于点对点通信系统来说非常有用。
2)双频双圆极化特性：该设计可以同时应对两个不同的频段和两种不同的极化方式，提高了系统的适用范围和灵活性。
3)共用元件以减小体积和复杂性：两个工作频段共用一种天线单元，这种共用减少了天线单元数量和复杂性，同时也可能减小了设备的尺寸和重量。
4)针对不同频段进行优化：本设计不仅仅是针对一个中心频点进行设计，而是同时考虑了高频和低频段，从而实现了更全面的性能优化。
附图说明
图1是本发明实施例提供的双频双圆极化透射阵列单元的三维结构示意图；
图1中各层分别是：1、发射天线；2、接收天线；3、第一金属层；4、第一介质层；5、第一粘接层；6、第二金属层；7、第二介质层；8、第三金属层；9、第二粘接层；10、第三介质层；11、第四金属层；12、金属盲孔；
图2是本发明实施例提供的双频双圆极化透射阵列单元结构的两种不同状态；(a)为双频双圆极化透射阵列单元在状态A下的俯视图；(b)为双频双圆极化透射阵列单元在状态B下的俯视图；
图3是本发明实施例提供的双频双圆极化透射阵列单元在不同长度L2时，低频段和高频段的透射幅度与透射相位的仿真结果图；其中(a)是低频段的仿真结果图，(b)是高频段的仿真结果图；
图4是本发明实施例提供的透射阵天线单元实现180°相位量化的透射幅度与透射相位的仿真结果图，(a)是低频段的仿真结果图，(b)是高频段的仿真结果图；
图5是本发明实施例提供的双频双圆极化透射阵列单元发射天线在不同角度时的透射幅度与透射相位的仿真结果图；其中(a)是低频段的仿真结果图，(b)是高频段的仿真结果图；
图6是本发明实施例提供的天线阵面相位补偿示意图；其中，(a)为天线在28.5GHz处相位补偿示意图；(b)为天线在33GHz处相位补偿示意图；(c)为天线在37.5GHz处相位补偿示意图；
图7是本发明实施例提供的线极化馈源、天线阵列模型及各层结构俯视图；其中，(a)为阵列结构图，13是线极化馈源；(b)左侧为透射阵单元的第一金属层按照补相策略旋转的俯视图；右侧为第二金属层按照补相策略旋转的俯视图；(c)左侧为透射阵单元第一金属层不旋转情况下的俯视图；右侧为第二金属层不旋转情况下的俯视图；(d)是阵列第三金属层的俯视图；(e)为接收天线的俯视图；
图8是本发明实施例提供的天线反射系数仿真结果图；
图9是本发明实施例提供的天线轴比图；
图10是本发明实施例提供的天线在28.5、37.5GHz处仿真方向图；其中，(a)为天线在28.5GHz处的XOZ面仿真归一化辐射方向图；(b)为天线在28.5GHz处的YOZ面仿真归一化辐射方向图；(c)为天线在37.5GHz处的XOZ面仿真归一化辐射方向图；(d)为天线在37.5GHz处的YOZ面仿真归一化辐射方向图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1和图2所示，本发明实施例提供的双频双圆极化透射阵列单元基于接收-发射结构的over-2-bit的双频双圆极化透射阵列单元，包括发射天线1以及接收天线2，双频双圆极化透射阵列单元的发射天线1由第一金属层3、第一介质层4、第一粘结层5、第二金属层6、第二介质层7、第三金属层8组成；接收天线由第四金属层11、第三介质层10、第二粘结层9、第三金属层8组成；
发射天线1和接收天线2共用第三金属层8作为地板。接收天线2的辐射结构位于第三介质层10的底部，由第四金属层11组成；接收天线2辐射结构由一个开U形槽的矩形贴片构成，通过U形开槽，展宽了单元的阻抗带宽，同时在U形槽的两个角处做切角处理，使得传输幅度的损耗更低；
发射天线1辐射结构中，第一金属层3是一个矩形贴片，中间开圆形孔，且矩形的一组对角进行切角处理，未切角的一组对角，将角变成枝节短枝节，并且矩形贴片绕Z轴旋转45°。第二金属层6也是一个矩形贴片，中间开半环形槽，未切断部分朝向X轴正向，并且一组对角做切角处理。同时，在贴片未切断部分的中点处，连接了一条短枝节，同时，此中点关于Y轴对称的点处，也连接了一条短枝节。
发射天线1在高频段主要发射左旋圆极化波，在低频段主要发射右旋圆极化波。接收天线2有状态A和状态B两种状态，发射天线1根据相位分布情况，需要旋转一定的角度。介质层采用Taconic TSM-DS3，粘接层采FR27-0040-43F，金属层金属材料采用铜。调节接收天线2的U形槽的尺寸，可以实现连续的0°-90°的相移范围；将接收天线2旋转180°，旋转前后可以产生1-bit的0°以及180°两个量化相位；将发射天线1旋转适当的角度，使得高频段和低频段产生相反的相位移动；与上述方法一起可以实现在高低两个频段内0°-90°和180°-270°的over-2-bit相移范围，即将高、低频段需要的相位补充完整，从而实现双频段的over-2bit相移。
本发明的发射天线1和接收天线2共用第三金属层8。
本发明实施例中，双频双圆极化透射阵列单元的轮廓呈矩形。
本发明提供了用于5G毫米波通信系统的双频双圆极化透射阵列单元的天线，包括线极化馈源13以及双频双圆极化透射阵列单元组成的天线，线极化馈源13位于双频双圆极化透射阵列天线中心的上方，双频双圆极化透射阵列天线由N×N个双频双圆极化透射阵列单元构成，N≥2且为整数，本实施例中采用的是透射阵列个数为27×27。
线极化馈源13采用宽带的波纹喇叭天线，线极化馈源13的辐射方向朝向透射阵列天线。
第一介质层4以及第二介质层7采用Taconic TSM-DS3，第一粘接层5以及第二粘接层9采用FR27-0040-43F。
本发明还提供了用于5G毫米波通信系统的双频双圆极化透射阵天线相位补偿方法，包括以下步骤：
步骤1：将双频双圆极化透射阵列单元中的接收天线2旋转180°，旋转前后产生1-bit的0°以及180°两个量化相位；
步骤2：本发明透射阵天线单元用一种结构实现双频段工作，在相位补偿时需要考虑单元的状态和补偿的策略。当波束指向阵面法相时，阵面上每个单元需要的相位补偿Φ(xi,yi)可以由公式(1)计算得到：
Φ(xi,yj)＝k0di (1)
其中，di是馈源相位中心到第i个单元中心的距离。k0是自由空间的波数。
首先，接收天线2的工作带宽包括了本双频双圆极化透射阵天线的两个工作频段，针对整个频段的中心频点f0进行相位补偿，则高频段和低频段会得到相同的相位补偿，记中心频点f0需要的相位是Φ0,则通过公式(1)可以计算出天线阵面上每个单元需要的相位Φ0(xi,yi)。记低频段的中心频点为f1，需要补偿的相位是Φ1，高频段的中心频点为f2，需要补偿的相位是Φ2。同理，通过公式(1)也可以计算出低频段和高频段中心频点需要的相位Φ1(xi,yi)和Φ2(xi,yi)。因为工作频率不同，所以自由空间波数不同，此时，f2频点处对比f0频点处需要的相位补偿更多，即Φ2大于Φ0，两者之差记为ΔΦ2，而Φ1对比Φ0需要的相位补偿更少，记为ΔΦ1。ΔΦ1和ΔΦ2可以通过公式(2)计算得到：
因为f0是整个频段的中心频点，所以ΔΦ1和ΔΦ2在数值上是相等的。而旋转圆极化单元的辐射结构，正好可以产生大小相同，方向相反的相位移动。所以通过发射天线的辐射结构，能同时弥补高低频段的中心频点与整个频段中心频点的相位差。调节双频双圆极化透射阵列单元中的接收天线2的U形槽的尺寸，产生0°-90°的连续相移，再将发射天线1旋转适当的角度，使得高频段和低频段产生相反的相位移动；与上述方法一起可以实现在高低两个频段内0°-90°和180°-270°的over-2-bit相移范围，即将高、低频段需要的相位补充完整，从而实现双频段的over-2bit相移。
本发明通过改变接收天线2的U形状槽的尺寸，调整f0处阵面的相位，再按照计算出来的ΔΦ1和ΔΦ2旋转发射天线1，从而使得阵面同时满足Φ1和Φ2的相位分布。通过以上两种方法结合，在高低两个频段内，同时实现over-2bit相位移动范围。这样就可以良好的补偿高低两个频段需要的相位。同时没有使用额外移相层，降低了天线剖面，并且同时产生了左旋圆极化波和右旋圆极化波，并且使其工作在高低两个频段。
双频双圆极化透射阵列单元的接收天线2有状态A和状态B两种状态；状态A是指第四金属层11偏向y轴负向，状态B是指将状态A的第四金属层11旋转180°后偏向y轴正向。
当前毫米波通信系统利用毫米波频段大带宽、高速率的特点，主要应用场景集中在5G网络中的小基站间替代光纤回传，热点地区数据传输覆盖，设备之间的高清视频大容量数据传输等。本发明设计的双频双圆极化透射阵天线能发射高增益，宽度窄的笔尖波束，减少基站之间的干扰，非常适合应用于5G基站。并且，毫米波本身具有很强的隐秘性和抗干扰性，在大气中传输使用口径较小的天线就可以获得极窄波束和很小旁瓣，所以在抗干扰，高速率、点对点通信等使用场景上，本发明设计的双频双圆极化透射阵天线也十分适合。同时，5G毫米波通信系统也正在往小型化、轻量化发展，本发明设计的双频双圆极化透射阵天线剖面低，质量轻，成本低，安装便捷。因此，适合用于小型、轻量级别的通信系统。
图3给出了本发明天线单元在改变U形槽长度L2高低两个频段的透射幅度和相变化范围，可以看到在28.5GHz和37.5GHz处，当L2在0.15mm到1.1mm的范围内，单元的透射幅度均在-2dB以上，相位移动范围为0°到90°。
图4给出本发明天线单元的接收天线反转180°以后，天线单元的透射性能和相位变化的对比，可以从图中看出，接收天线在A和B两个状态下，透射幅度几乎不变，而相位差为180°。即得到了0°和180°的1bit量化相位。
图5给出本发明天线单元发射天线旋转30°后，天线单元的传输幅度和相位变化范围。从图中可以看出，两个频段内产生了相反的相位变化趋势，在高频段相位减小30°，而在低频段，相位增加30°，并且在两个角度下单元的传输幅度几乎不变。
图6给出本发明天线阵面在高频段、中心频点、低频段所需要的相位分布图。通过相位分布图，可以得到天线单元在阵面上的排布情况。
图8给出了本发明天线反射系数的仿真结果图，可以看出本发明天线在26-39GHz频带内反射系数小于-10dB。
图9给出了本发明天线轴比的仿真结果图，可以看出本发明天线在两个频段内的轴比均小于3。在28.5GHz处轴比低于1，在37.5GHz处轴比约等于1。所以本发明天线能发射质量较高的左旋、右旋圆极化电磁波。
经过仿真可以得到，当仅对f0处相位进行补偿时，本发明天线在28.5GHz处增益为25.76dBic，口径效率为33.2822％；在37.5Ghz处增益为30.1883dBic，口径效率为30.1833％
当在f0处相位进行补偿的基础上，旋转发射天线，修正相位，满足Φ1和Φ2的条件后，本发明天线在28.5GHz处增益为26.9dBic，口径效率为43.2725％；在37.5Ghz处增益为28.52dBic，口径效率为36.2944％。
通过上述数据对比可以看到，旋转发射天线之后，在低频段28.5GHz处，口径效率提升了10％左右，而在高频段37.5GHz处，口径效率提升6％左右。可以说明，在高低频段同时进行over-2bit相位补偿，能够使得两个频段的口径效率同时提升。有利于天线工作的稳定性和实用性。并且，对比前文提到的文献，本设计的天线口径效率均大于文献中提出的天线。
本发明的阵列单元包括接收天线及发射天线，接收天线与发射天线间贯穿有金属盲孔，阵列天线包括线极化馈源以及双频双圆极化透射阵列单元，线极化馈源位于透射阵列单元中心的上方；其设计方法为：将透射阵列单元的接收天线旋转180°，旋转前后产生1-bit的0°以及180°两个量化相位；同时调节接收天线中间U形开槽的长度，再将发射天线旋转适当的角度，使得高频段和低频段产生相反的相位移动；与上述方法一起可以实现在高低两个频段内0°-90°和180°-270°的over-2-bit相移范围，即将高、低频段需要的相位补充完整，从而实现双频段的over-2bit相移。本发明得到低剖面、双频段双圆极化的透射阵天线，具有结构简单、多种工作方式、高口径效率的优点。
本发明结构简单，两个频段口径效率均比较高，并且能同时发射两种圆极化电磁波，这样的透射阵天线可以满足毫米波频段通信发展的需求，解决当前的双频段透射阵的双频段中的某一个频段的口径效率比较低，工作方式单一的问题。
本发明降低天线剖面高度、加工难度和加工成本，制作工艺简单，可应用于小型化、集成化的通信系统中。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种双频双圆极化透射阵列单元，其特征在于，包括发射天线以及接收天线，发射天线以及接收天线之间贯穿有金属盲孔；天线单元通过改变接收天线辐射结构的尺寸以及旋转发射天线的方式，进行相位移动；针对双频双圆极化透射阵天线，首先按接收天线工作频段的中心频点需要的阵面相位分布为基础，确定天线单元的排布以及接收天线的尺寸；通过计算高频段与低频段的阵面相位分布，与中心频点阵面相位分布做差，得到发射天线需要旋转的角度，按照这些角度，对应的旋转每一个单元的发射天线，从而确定最终的双频双圆极化透射阵天线。
2.如权利要求1所述的双频双圆极化透射阵列单元，其特征在于，所述双频双圆极化透射阵列单元的发射天线以及接收天线之间贯穿有金属盲孔；
发射天线由第一金属层、第一介质层、第一粘结层、第二金属层、第二介质层、第三金属层组成；接收天线由第四金属层、第三介质层、第二粘结层、第三金属层组成；发射天线和接收天线共用第三金属层作为地板，接收天线的辐射结构位于第三介质层的底部，由第四金属层组成；第二金属层至第四金属层的中心贯穿有金属盲孔。
3.如权利要求1所述的双频双圆极化透射阵列单元，其特征在于，所述发射天线包括由上至下依次设置的第一金属层、第一介质层、第一粘接层、第二金属层以及第二介质层；发射天线的辐射结构位于第一介质层的顶部和第二介质层的顶部，由第一金属层和第二金属层组成。
4.如权利要求1所述的双频双圆极化透射阵列单元，其特征在于，所述接收天线包括由上至下依次设置的第三金属层，第二粘接层，第三介质层，第四金属层；接收天线的辐射结构位于第三介质层的底部，由第四金属层组成；第四金属层是开U形槽的矩形贴片，通过U形开槽，展宽了单元的阻抗带宽，同时在U形槽的两个角处做切角处理。
5.如权利要求2所述的双频双圆极化透射阵列单元，其特征在于，所述第一金属层是一个矩形贴片，中间开圆形孔，且矩形的一组对角进行切角处理，未切角的一组对角，将角变成短枝节，并且矩形贴片绕Z轴旋转45°；第二金属层是一个矩形贴片，中间开半环形槽，未切断部分朝向X轴正向，并且一组对角做切角处理；在贴片未切断部分的中点处，连接一条短枝节，中点关于Y轴对称的点处，连接一条短枝节。
6.一种基于权利要求1～5任意一项所述的双频双圆极化透射阵列单元的天线，其特征在于，所述天线包括线极化馈源以及双频双圆极化透射阵列单元，线极化馈源位于双频双圆极化透射阵列单元中心的上方，双频双圆极化透射阵列天线由N×N个双频双圆极化透射阵列单元构成，N≥2且为整数。
7.如权利要求6所述的天线，其特征在于，所述线极化馈源采用宽带的波纹喇叭天线，线极化馈源的辐射方向朝向双频双圆极化透射阵列天线。
8.一种如权利要求6所述天线的设计方法，其特征在于，所述设计方法包括以下步骤：
步骤一，将透射阵列单元中的接收天线旋转180°，旋转前后产生1-bit的0°以及180°两个量化相位；
步骤二，调节双频双圆极化透射阵列单元中的接收天线的U形槽的尺寸，产生0°-90°的连续相移，再将发射天线旋转角度，使得高频段和低频段产生相反的相位移动，实现0°-90°和180°-270°的over-2bit相移范围，同时实现双频段的over-2bit相移。
9.如权利要求7所述的设计方法，其特征在于，所述双频双圆极化透射阵列单元的接收天线有状态A和状态B两种状态，状态A是第四金属层偏向y轴负向，状态B是指将状态A的第四金属层旋转180°后偏向y轴正向；在相位补偿时需要依据单元的状态和补偿的策略，当波束指向阵面法相时，阵面上每个单元需要的相位补偿Φ(xi,yi)由公式(1)计算得到：
Φ(xi,yj)＝k0di (1)
其中，di是馈源相位中心到第i个单元中心的距离；k0是自由空间的波数；首先，接收天线的工作带宽包括本双频双圆极化透射阵天线的两个工作频段，针对整个频段的中心频点f0进行相位补偿，则高频段和低频段会得到相同的相位补偿，记中心频点f0需要的相位是Φ0,则通过公式(1)计算出天线阵面上每个单元需要的相位Φ0(xi,yi)；记低频段的中心频点为f1，需要补偿的相位是Φ1，高频段的中心频点为f2需要补偿的相位是Φ2；同理，通过公式(1)计算出低频段和高频段中心频点需要的相位Φ1(xi,yi)和Φ2(xi,yi)；自由空间波数不同，此时，f2频点处对比f0频点处需要的相位补偿更多，即Φ2大于Φ0，两者之差记为ΔΦ2，而Φ1对比Φ0需要的相位补偿更少，记为ΔΦ1；ΔΦ1和ΔΦ2通过公式(2)计算得到：
f0是整个频段的中心频点，所以ΔΦ1和ΔΦ2在数值上是相等的。
10.如权利要求9所述的设计方法，其特征在于，通过改变接收天线的U形状槽的尺寸，调整f0处阵面的相位，再按照计算出来的ΔΦ1和ΔΦ2旋转发射天线，使得阵面同时满足Φ1和Φ2的相位分布。
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Citations (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE8604908D0 (sv) * | 1985-11-19 | 1986-11-17 | Thomson Csf | Antenn |
| CN104428949A (zh) * | 2012-07-03 | 2015-03-18 | 利萨·德雷克塞迈尔有限责任公司 | 包括电介质填充喇叭天线的用于GHz频率范围的宽带卫星通信的天线系统 |
| JP2016139850A (ja) * | 2015-01-26 | 2016-08-04 | 日本放送協会 | アンテナ装置、受信装置、及び反射鏡アンテナ装置 |
| CN105990655A (zh) * | 2015-01-30 | 2016-10-05 | 深圳光启尖端技术有限责任公司 | 一种通信天线及通信天线系统 |
| US20170054217A1 (en) * | 2015-08-20 | 2017-02-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Planar antenna |
| CN107565224A (zh) * | 2017-07-21 | 2018-01-09 | 复旦大学 | 一种透射型极化转换超表面 |
| RU184941U1 (ru) * | 2018-08-13 | 2018-11-14 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" им. В.И. Ульянова (Ленина) | Диэлектрическая отражательная антенная решетка |
| CN110911831A (zh) * | 2019-11-27 | 2020-03-24 | 西安电子科技大学 | 一种采用单线极化馈源的双频圆极化平面透射阵天线 |
| CN211320349U (zh) * | 2020-03-27 | 2020-08-21 | 成都华芯天微科技有限公司 | 一种双频双圆极化阵列天线单元 |
| CA3106919A1 (en) * | 2020-01-29 | 2021-07-29 | Thinkom Solutions, Inc. | Realization and application of simultaneous circular polarization in switchable single polarization systems |
| KR20220008576A (ko) * | 2020-07-14 | 2022-01-21 | 한양대학교 산학협력단 | 메타 물질이 장착된 소형 고이득 듀얼 밴드 원형 편광 임플란트 안테나 시스템 |
| CN115395226A (zh) * | 2022-08-05 | 2022-11-25 | 南京邮电大学 | 基于顺序旋转技术的宽带圆极化折合式平面反射阵天线 |
| CN115732925A (zh) * | 2022-12-05 | 2023-03-03 | 大连理工大学 | 一种毫米波双频分别馈电的双极化天线阵列 |
| CN116093598A (zh) * | 2023-03-08 | 2023-05-09 | 西安电子科技大学 | 一种宽带双频透射阵单元、天线及其使用方法 |
| CN116169477A (zh) * | 2023-03-03 | 2023-05-26 | 西安电子科技大学 | 一种基于接收-发射结构的over-2-bit的宽带透射阵列单元、天线及其使用方法 |
| CN116207502A (zh) * | 2023-04-28 | 2023-06-02 | 深圳市齐奥通信技术有限公司 | 一种双频亚太赫兹圆极化波束扫描透镜天线 |
| CN116387840A (zh) * | 2023-05-25 | 2023-07-04 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 幅相联合调制超构表面和包含该超构表面的透射阵天线 |
| CN116435790A (zh) * | 2023-04-11 | 2023-07-14 | 南京大学 | 基于频率复用超表面的双频双圆极化透射阵天线 |
| CN117374607A (zh) * | 2023-10-12 | 2024-01-09 | 华南理工大学 | 贴片/透射阵结构复用的微波/毫米波双频圆极化天线 |
-
2023
- 2023-09-07 CN CN202311152236.2A patent/CN117335169B/zh active Active
Patent Citations (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE8604908D0 (sv) * | 1985-11-19 | 1986-11-17 | Thomson Csf | Antenn |
| CN104428949A (zh) * | 2012-07-03 | 2015-03-18 | 利萨·德雷克塞迈尔有限责任公司 | 包括电介质填充喇叭天线的用于GHz频率范围的宽带卫星通信的天线系统 |
| JP2016139850A (ja) * | 2015-01-26 | 2016-08-04 | 日本放送協会 | アンテナ装置、受信装置、及び反射鏡アンテナ装置 |
| CN105990655A (zh) * | 2015-01-30 | 2016-10-05 | 深圳光启尖端技术有限责任公司 | 一种通信天线及通信天线系统 |
| US20170054217A1 (en) * | 2015-08-20 | 2017-02-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Planar antenna |
| CN107565224A (zh) * | 2017-07-21 | 2018-01-09 | 复旦大学 | 一种透射型极化转换超表面 |
| RU184941U1 (ru) * | 2018-08-13 | 2018-11-14 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет "ЛЭТИ" им. В.И. Ульянова (Ленина) | Диэлектрическая отражательная антенная решетка |
| CN110911831A (zh) * | 2019-11-27 | 2020-03-24 | 西安电子科技大学 | 一种采用单线极化馈源的双频圆极化平面透射阵天线 |
| CA3106919A1 (en) * | 2020-01-29 | 2021-07-29 | Thinkom Solutions, Inc. | Realization and application of simultaneous circular polarization in switchable single polarization systems |
| CN211320349U (zh) * | 2020-03-27 | 2020-08-21 | 成都华芯天微科技有限公司 | 一种双频双圆极化阵列天线单元 |
| KR20220008576A (ko) * | 2020-07-14 | 2022-01-21 | 한양대학교 산학협력단 | 메타 물질이 장착된 소형 고이득 듀얼 밴드 원형 편광 임플란트 안테나 시스템 |
| CN115395226A (zh) * | 2022-08-05 | 2022-11-25 | 南京邮电大学 | 基于顺序旋转技术的宽带圆极化折合式平面反射阵天线 |
| CN115732925A (zh) * | 2022-12-05 | 2023-03-03 | 大连理工大学 | 一种毫米波双频分别馈电的双极化天线阵列 |
| CN116169477A (zh) * | 2023-03-03 | 2023-05-26 | 西安电子科技大学 | 一种基于接收-发射结构的over-2-bit的宽带透射阵列单元、天线及其使用方法 |
| CN116093598A (zh) * | 2023-03-08 | 2023-05-09 | 西安电子科技大学 | 一种宽带双频透射阵单元、天线及其使用方法 |
| CN116435790A (zh) * | 2023-04-11 | 2023-07-14 | 南京大学 | 基于频率复用超表面的双频双圆极化透射阵天线 |
| CN116207502A (zh) * | 2023-04-28 | 2023-06-02 | 深圳市齐奥通信技术有限公司 | 一种双频亚太赫兹圆极化波束扫描透镜天线 |
| CN116387840A (zh) * | 2023-05-25 | 2023-07-04 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 幅相联合调制超构表面和包含该超构表面的透射阵天线 |
| CN117374607A (zh) * | 2023-10-12 | 2024-01-09 | 华南理工大学 | 贴片/透射阵结构复用的微波/毫米波双频圆极化天线 |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| TIANLING ZHANG等: ""Wideband Dual-polarized Array Antenna on Dielectric-based Inverted Microstrip Gap Waveguide"", 《13TH EUROPEAN CONFERENCE ON ANTENNAS AND PROPAGATION (EUCAP 2019)》, 31 December 2019 (2019-12-31) * |
| 张黎等: ""基于CPSS的双圆极化反射阵天线设计"", 《信息工程大学学报》, 31 August 2017 (2017-08-31) * |
| 费冬亮等: ""一种覆盖收发频段的圆极化微带阵列天线"", 《2015年全国天线年会论文集（上册）》, 18 October 2015 (2015-10-18) * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN117335169B (zh) | 2024-04-19 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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