CN117318492A - 非对称半桥反激式转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种非对称半桥反激式转换器，其包括：串联耦接在电源电压与参考电势之间的第一初级侧开关装置和第二初级侧开关装置；变压器，其中，变压器的初级侧绕组的一端耦接至第一初级侧开关装置与第二初级侧开关装置之间的节点；电容器，其中，至少包括初级侧绕组和电容器的谐振电路并联耦接至第二初级侧开关装置；以及控制开关装置的控制器。第二初级侧开关装置被配置成在被关断时阻止或减少两个方向上的电流流动。
Description
技术领域
本申请涉及非对称半桥反激式转换器。
背景技术
反激式转换器是在输入与任何输出之间提供电流隔离的一种电压转换器。特定类型的反激式转换器是非对称半桥反激式转换器，有时也被称为非对称脉冲宽度调制(PWM)半桥反激式转换器，也被称为AHB反激式转换器。AHB反激式转换器本质上是这样的转换器：转换器的电感器被分割以形成变压器，使得电压比基于变压器的绕组比而倍增，还具有隔离的附加优点。
这样的AHB反激式转换器包括半桥，该半桥包括高侧开关装置和低侧开关装置。高侧开关和低侧开关装置之一并联耦接至有时被称为谐振回路的电路，该谐振回路至少包括变压器的杂散电感(特别是其初级侧绕组的杂散电感)和谐振电容器，并且有时还包括附加电感器。高侧开关装置和低侧开关装置交替地接通和关断。在第一阶段中，未并联耦接至谐振回路的半桥的开关装置接通，并且能量从输入电压源传递至谐振回路。然后，在第二阶段中，当并联至谐振回路的开关装置接通并且半桥的另一开关装置接通时，能量被传递至变压器的次级侧以提供输出电压。在该第二阶段之后，在某些情况下，接着是第三阶段，在第三阶段中发生完全退磁。
一些AHB反激式转换器被设计用于宽范围的输出电压。完全退磁所需的时间可能取决于输出电压。另一方面，谐振回路的谐振周期可以很大程度上独立于输出电压。
因此，在一些常规的解决方案中，谐振电容器根据输出电压而变化，以避免在低输出电压下由于高电流而导致的损耗。然而，这种解决方案需要可调电容器以及对其相应的控制。
发明内容
根据实施方式，提供了一种非对称半桥反激式转换器，包括：串联耦接在电源电压与参考电势之间的第一初级侧开关装置和第二初级侧开关装置，变压器，其中，变压器的初级侧绕组的一端耦接至第一初级侧开关装置与第二初级侧开关装置之间的节点，电容器，其中，至少包括初级侧绕组和电容器的谐振电路并联耦接至第二初级侧开关装置，以及耦接至变压器的次级侧绕组的次级侧电路。
该非对称半桥反激式转换器还包括控制器，该控制器被配置成控制第一初级侧开关装置和第二初级侧开关装置，使得对于每个开关周期：在第一阶段中，第一初级侧开关装置允许电流流动，并且第二初级侧开关装置阻断第一方向上的电流流动，以向谐振电路供应电力；在第二阶段中，第一初级侧开关装置阻断电流流动，并且第二初级侧开关装置允许电流流动，以将能量传递到次级侧电路；以及在第三阶段中，第一初级侧开关装置阻断电流流动，并且第二初级侧开关装置还阻断与第一方向相反的第二方向上的电流流动，使得变压器的剩余磁化能量被释放到变压器的次级侧。
以上概述仅旨在给出关于一些特征的简要概述，并且不应被解释为限制。
附图说明
图1是根据实施方式的反激式转换器的电路图。
图2是示出图1的反激式转换器的控制的图。
图3A示出了图2的控制的第一阶段。
图3B示出了图2的控制的第二阶段。
图3C示出了针对参考示例的图2的控制的第三阶段。
图3D示出了根据一些实施方式的图2的控制的第三阶段。
图4A至图4F是用于示出实施方式的信号图。
图5A示出了根据参考示例的反激式转换器的操作。
图5B示出了根据实施方式的反激式转换器的操作。
图6A示出了根据实施方式的反激式转换器。
图6B示出了图6A的反激式转换器的变型。
图6C示出了在一些实施方式中可用的基于氮化镓的晶体管的行为。
图7示出了在一些实施方式中可用的开关装置。
图8示出了根据另一实施方式的反激式转换器。
具体实施方式
在下文中，将参照附图详细描述各种实施方式。这些实施方式仅作为示例给出，并且不应被解释为以任何方式进行限制。例如，虽然实施方式可以被描述为包括多个特征(例如，部件、装置、元件、动作、事件等)，但是这不应被解释为进行限制，并且在其他实施方式中，特征中的一些特征可以被省略和/或可以由替选特征来替代。除了明确描述的特征之外，还可以使用其他特征，例如，在反激式转换器如非对称半桥反激式转换器中常规提供的特征，例如保护机制或反馈控制。另一示例是除了本文描述的反激式转换器之外的其他转换器级。例如，有时反激式转换器与先前的功率因数校正(PFC)级相结合，并且这样的附加PFC级或者多于一个的附加级也可以被提供给本文描述的实施方式。此外，例如，转换器的输出电压或输出电流的调节可以以任何常规方式实现，并且因此不再详细描述。换言之，除了本文所描述的细节之外，反激式转换器可以在常规环境中以常规方式实现，并且将不对这样的常规特征进行更详细的描述。
除非另有说明，否则不同的实施方式可以彼此组合以形成其他实施方式。关于实施方式之一所描述的变型和修改还可以适用于其他实施方式。
除非另有说明，否则附图中所示出或者本文中所描述的连接或耦接是指电连接或电耦接。在所示出和所描述的实施方式中，元件之间的任何直接电连接或直接电耦接(即没有中间元件的连接或耦接)可以由间接连接或间接耦接(即包括一个或更多个另外的中间元件的连接或耦接)替代，并且反之亦然，只要所述连接或耦接的一般目的(例如提供某种信号、某种信息或某种控制)被基本保持即可。换言之，可以修改所述连接或耦接，只要连接或耦接的一般目的和功能基本保持不变即可。
现在转向附图，图1是示出根据实施方式的非对称半桥反激式转换器的电路图。因为本文讨论的实施方式通常涉及这样的非对称半桥反激式转换器，所以在下文中它们将被简称为反激式转换器。图1的反激式转换器包括控制器10，控制器10被配置成经由控制信号HSGD控制初级侧高侧开关装置S1，并且经由控制信号LSGD控制初级侧低侧开关装置S2。如图所示，高侧开关装置S1和低侧开关装置S2形成串联耦接在直流(DC)输入电压Vin与参考电压(例如，接地)之间的半桥。在具有多个级的实现方式中，Vin例如可以是由功率因数校正级传递的总线电压。
高侧开关装置S1与低侧开关装置S2之间的节点处的电压Vhb被施加至谐振回路，该谐振回路包括变压器T1的作为第一电感器的初级侧绕组Lm、谐振电容器Cr和第二电感器Lr。应当认识到，电感器Lr是可选的，并且在其他实施方式中可以被省略。因此，初级侧绕组Lm的第一端(经由电感器Lr，如果存在的话)耦接至高侧开关装置S1与低侧开关装置S2之间的节点，以及初级侧绕组Lm的第二端经由谐振电容器Cr耦接至接地。
包括输出电容器Cout和整流二极管D1的反激式转换器的次级侧耦接至变压器T1的次级侧绕组。如由点所指示的，初级侧绕组Lm和次级侧绕组具有相反的绕组方向。初级侧绕组Lm和次级侧绕组的相反绕组方向对于非对称半桥反激式转换器是典型的。
变压器T1的漏电感特别是初级侧绕组Lm的漏电感、谐振电容器Cr、电感器Lr(如果存在的话)形成LC谐振器，本文中也称为谐振回路。
经由电感器Lr流过谐振回路的电流在图1中被标记为Ihb，流过输出电容器Cout的电流被标记为Isec，并且在本文也被称为次级侧电流，并且流到由电阻器Rl表示的负载的输出电流在图1中被标记为Iout。
控制器10可以控制高侧开关装置S1和低侧开关装置S2，这将在下面更详细地解释。可以例如使用专用集成电路、编程的微控制器等来实现控制器10。
在如图1所示的这样的反激式转换器的常规实现方式中，高侧开关装置S1和低侧开关装置S2被实现为基于硅的MOSFET晶体管(金属氧化物半导体场效应晶体管)。MOSFET通常具有体二极管，其结果是它们本质上是单向开关，其在被关断时，阻断一个方向上的电流，但是允许电流经由体二极管在相反的方向(本文也称为反向方向)上流动。除了体二极管之外，其他晶体管实现方式可以具有其他反向二极管导通路径，即通过二极管的路径。虽然本文使用体二极管作为示例，但是本文给出的说明也适用于这样的其他反向二极管导通路径。
与这样的常规解决方案相比，至少低侧开关装置S2被实现为使得也在反向方向上抑制、减少或阻断电流。如下面将要说明的，这可以例如通过将至少低侧开关装置S2实现为基于宽带隙材料的晶体管(如基于氮化镓的晶体管)或者实现为使用两个MOSFET晶体管的双向开关来实现。可以以常规方式将高侧开关S1实现为MOSFET，或者也可以实现为低侧开关S2，从而也在反向方向上抑制电流。
为了说明低侧开关装置S2的这样的实现方式的效果，将参照图2、图3A至图3D以及图4A至图4F描述反激式转换器的操作。图4A至图4F示出了用于说明目的的各种信号图。应当注意，所示的信号波形仅被视为说明性的示例，因为实际的信号波形可能根据反激式转换器的尺寸和实现方式而变化。
图2示意性地示出了在包括阶段20至22的一个开关周期期间的图1的反激式转换器的控制。在反激式转换器的操作中，重复多个这样的开关周期。可以基于期望的输出电压、输出电流和/或输出功率以任何常规方式来调节阶段20至22的长度。
在第一阶段20中，高侧开关装置S1被接通以允许电流流动，而低侧开关装置S2被关断以阻断电流流动。对应的情况在图3A中示出。与图1相比，在图3A至图3D中，省略了控制器10，并且输入电压Vin被表示为电池。
第一阶段20也被称为充电阶段。如图3A所示，其中输入电流Iin经由高侧开关装置S1流到包括部件Lr、Lm和Cr的谐振回路，即谐振回路被充电。
回到图2，在第一阶段20之后是第二阶段21，其中高侧开关装置S1由控制器10控制来阻断从输入电压Vin到谐振回路的进一步电流流动，即高侧开关装置S1被关断，并且低侧开关装置S2被接通以允许电流流动。在第一阶段20与第二阶段21之间，通常插入短的死区时间，其中开关装置S1和S2两者都阻挡电流流动，以防止从Vin到接地的意外短路。
该第二阶段也被称为谐振阶段，并在图3B中示出。此处，由于谐振回路中存储的能量，电流Ihb仍然流动，从而生成次级侧电流Isec，并且因此最终向负载Rl供应电力。
回到图2，在第二阶段21之后是暂停阶段22，在暂停阶段22中高侧开关装置S1和低侧开关装置S2两者都被关断。该阶段中的行为在常规解决方案与本文讨论的实施方式之间是不同的。为了更好的说明，图3C示出了常规解决方案的第三阶段中的行为，以及图3D示出了实施方式中的行为。
通常，在第三阶段期间，剩余磁性即在第二阶段21之后仍保留在初级侧绕组Lm(以及电感器Lr，如果存在的话)中的磁性被释放。
在常规解决方案中，如上面所提及的，使用MOSFET晶体管实现低侧开关装置S2。此处，如图3C所示，即使低侧开关装置S2被关断，电流仍然可以经由低侧开关装置S2的体二极管流动。因此，在这种情况下，在谐振电路内，放电到电容器Cr并且通过电流，并且次级侧电流Isec停止。
与之相比，在本文讨论的实施方式中，如图3D所示，低侧开关装置S2被设计成防止这样的电流流动，这样的电流流动在本文中被称为反向方向上的电流流动。在图3D中，低侧开关装置S2的这种特性由电压V1来表示，该电压是与图3C中的电流流动“对抗”的电压，因此阻止了电流流动。在这种情况下，第三阶段22中的放电经由变压器T1发生到次级侧，从而导致次级侧电流Isec流动。因此，仍然利用了对应于剩余磁性的能量。
现在将使用图4A至图4F所示的示例信号和图表来说明参照图3D说明的低侧开关装置S2的这种配置的效果。
图4A示出了取决于输出电压的退磁时间。在第一阶段中，根据实曲线43，电流Ihb上升，直到达到正绝对峰值电流Ip(即最高正电流值)。然后，在第二阶段和第三阶段中，磁化电流Imag根据曲线40至42在相应的时间td内减小。一般来说，时间td等于Ipp×L/Vcr。Ipp是峰峰电流值，对应于示例的曲线中标记的Ip与最低电流值之间的差，L是谐振回路的总电感(具有图1中的Lr和Lm的贡献)，以及Vcr是图1的谐振电容器Cr处的电压。由于该电压Vcr大约等于N×Vout，其中，N是变压器T1的匝数比，以及Vout是输出电压，因此时间td等于Ipp×L/(N×Vout)，或者对于固定的峰值电压，时间td与输出电压Vout成反比。在所示的示例中，曲线40是针对48V输出电压的磁化电流Imag的示例电流行为，曲线41是针对20V输出电压的示例电流Imag，以及曲线42是针对5V输出电压的示例电流Imag。可以看出，对于低输出电压，退磁时间变得相当长。
图4B还示出了第二阶段(并且部分在第三阶段)中的电流Ihb，因为在第二阶段中，电流Ihb不同于磁化电流Imag。这也在图4C中示出，其中针对图4A和图4B的48V的示例示出了磁化电流Imag、电流Ihb、电压Vcr和次级电流Isec。在图4B中，曲线44示出了针对48V电压的电流Ihb，曲线45示出了针对20伏电压的电流Ihb，以及曲线46示出了针对5伏电压的电流Ihb。
在所示的示例中，对于48V，根据曲线40的退磁与根据曲线44的Ihb的谐振“匹配”，即它们都在时间td处到达大约零。这意味着在这种情况下，第三阶段可以具有基本为零的长度。然而，对于20V并且更明显的对于5V输出电压，退磁需要更长的时间。在这种情况下，如图4B所示，Ihb从负值转变为正值，这可能导致在常规情况下经由体二极管在第三阶段中产生高均方根电流，从而导致损耗。利用阻断电流的所讨论的低侧开关装置S2的实现方式，能量替代地被传递到次级侧。
可以在图4D中看到这样的高RMS值，图4D示出了与图4C所示的模拟波形类似的模拟波形，但是输出电压为20V而不是图4C中的48V。此处，次级侧电流Isec的峰值例如明显更高，并且电流Ihb上升到正值，如图4D所示。
在图4E和图4F中还示出了与常规情况相比利用如本文使用的低侧开关装置向次级侧的能量传递，图4E和图4F示出了示例信号，具体地为Vhb和次级电流Isec。在图4E和图4F中，类似于图2，HS指示第一阶段20，LS指示第二阶段21，以及“暂停”指示第三阶段22。图4E示出了常规情况。此处，当第三阶段即暂停阶段开始时，次级电流Isec被“切断”为0。在具有如本文所讨论的开关装置S2的图4F中，次级侧电流Isec在暂停阶段中继续流动，即能量仍然被传递到次级侧。
图5A和图5B再次使本申请的效果可视化。图5A示出了类似于图3C的常规情况，其中在第三阶段中，如由箭头51所指示的电流经由用作低侧开关装置S2的晶体管(如MOSFET)的体二极管50流动。至多，如由箭头52指示的非常小的一部分被传递到次级侧。
在图5B中，示出了这样的情况，其中低侧开关装置S2被设计成阻断电流流动，这又由附加电压源54来表示，附加电压源54防止电流经由体二极管53流动。在这种情况下，如由箭头55所指示的，基本上所有的磁化能量都被传递到次级侧。
接下来，将讨论低侧开关装置S2的各种实现方式可能性。
在一些实施方式中，使用基于宽带隙材料的晶体管，例如基于氮化镓(GaN)的晶体管，如氮化镓高电子迁移率晶体管(HEMT)，来代替常规装置中使用的硅基MOSFET。也可以使用例如带隙为至少2.0eV的其他宽带隙材料。图6A和图6B中示出了示例。此处，至少低侧开关装置S2被实现为GaN HEMT。高侧开关装置S1可以被实现为常规MOSFET，或者如图6A和图6B所示，也可以被实现为GaN HEMT。
通常，虽然GaN HEMT可以具有体二极管，但是这些体二极管可以具有显著更高的正向阈值电压(即，施加至二极管的正向方向以生成显著电流的最小电压)，这有效地对应于引入电压源作为图3D的电压源V1或图5B的电压源54，或者换句话说，当低侧开关装置被关断时双向阻止电流流动。也可以使用在反向方向上具有至少5V的阻断电压的其他晶体管。由于这种阻断总体上是在开关装置S2的“反向方向”上，因此在本文也将称为反向方向阻断，尽管在晶体管具有体二极管的情况下，它与体二极管的正向偏置有关。
可以由控制器10通过向低侧开关装置S2施加对应的栅极源极电压来调节电压，具体地，通过向低侧开关装置的栅极端子施加电压来调节电压，该低侧开关装置的栅极端子是低侧开关装置S2的控制端子的示例。其他类型的开关装置可以将晶体管的基极端子作为控制端子。作为示例，在图6B中，由控制器10经由如图所示的栅极电阻器和电容器的布置61A、61B来控制开关装置S1、S2。
在布置61A、61B中，电容器和电阻器串联的路径是晶体管的主要接通和关断路径。在关断时其产生负电压，该负电压然后在关断阶段期间回到0V。这在一些实现方式中有助于在关断转变期间适当地保持GaN装置关断。仅有的电阻器路径在GaN装置内的栅极处为内部二极管结构在导通阶段期间提供了小偏置电流。可以与一些常规GaN晶体管实现方式一起使用这种结构。在其他实现方式中，可以使用用于栅极偏置的其他布置。
如上所提及的控制反向方向阻断电压在图6C中示出，其中示出了针对不同栅极源极电压的行为。可以看出，通过向栅极施加对应的电压，可以调节HEMT的反向导通特性(图6C中的负VDS)以实现正的栅极源极电压VGS。以这种方式，可以根据需要增加阻断行为，以防止电流在第三阶段中经由低侧开关装置S2流动。
图7示出了低侧开关装置S2的替选实现方式。此处，低侧开关装置S2被实现为使用两个MOSFET 70、71的双向开关，这两个MOSFET 70、71串联耦接，使得体二极管具有如图所示的相反极性。以这种方式，当MOSFET 70、71被关断时，体二极管中的至少一个被阻断，使得在第三阶段中没有电流流动。
在上面讨论的实施方式中，谐振回路与低侧开关并联。上面讨论的构思也可以应用于谐振回路与高侧开关装置并联的实施方式。图8示出了这样的实施方式。此处，电容器Cr和初级侧绕组Lm并联耦接至高侧开关装置，与前面的图相反，现在高侧开关装置被标记为S2，而低侧开关装置被标记为S1。这种反向标记指示现在高侧开关装置和低侧开关装置的角色互换，即在第一阶段中低侧开关装置S1闭合以对谐振回路进行充电，在第二阶段中高侧开关装置S2闭合以将能量传递到次级侧，并且为了阻止上面在第三阶段中讨论的效应，图8中的高侧开关装置S2被实现为阻挡电流，如上面针对先前实施方式的低侧开关装置S2所说明的。换句话说，先前实施方式的高侧开关装置S1的所有说明现在适用于图8的低侧开关装置S1，并且先前实施方式的低侧开关装置S2的说明现在适用于高侧开关装置S2。
一些实施方式由以下示例定义：
示例1.一种非对称半桥反激式转换器，包括：
串联耦接在电源电压与参考电势之间的第一初级侧开关装置和第二初级侧开关装置，
变压器，其中，变压器的初级侧绕组的一端耦接至第一初级侧开关装置与第二初级侧开关装置之间的节点，
电容器，其中，至少包括初级侧绕组和电容器的谐振电路并联耦接至第二初级侧开关装置，
耦接至变压器的次级侧绕组的次级侧电路，以及
控制器，其被配置成控制第一初级侧开关装置和第二初级侧开关装置，使得对于每个开关周期：
-在第一阶段中，第一初级侧开关装置允许电流流动，并且第二初级侧开关装置阻断第一方向上的电流流动，以向谐振电路供应电力，
-在第二阶段中，第一初级侧开关装置阻断电流流动，并且第二初级侧开关装置允许电流流动，以将能量传递到次级侧电路，以及
-在第三阶段中，第一初级侧开关装置阻断电流流动，并且第二初级侧开关装置还阻断与第一方向相反的第二方向上的电流流动，使得变压器的剩余磁化能量被释放到变压器的次级侧。
示例2.根据示例1所述的非对称半桥反激式转换器，其中，第二初级侧开关装置被实现为针对第二方向上的电流具有大于2V的电压降的晶体管。
示例3.根据示例2所述的非对称半桥反激式转换器，其中，电压降大于5V。
示例4.根据示例2或3所述的非对称半桥反激式转换器，其中，电压降是跨越晶体管的反向二极管导通路径的电压降。
示例5.根据示例2至4中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，晶体管是基于带隙大于2eV的半导体材料的晶体管。
示例6.根据示例2至5中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，晶体管是基于氮化镓GaN的晶体管。
示例7.根据示例6所述的非对称半桥反激式转换器，其中，晶体管是GaN高电子迁移率晶体管。
示例8.根据示例2至7中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，控制器被配置成通过向晶体管的控制端子施加控制电压来设置电压降。
示例9.根据示例1至6中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，第二初级侧开关装置被实现为双向开关。
示例10.根据实施方式9所述的非对称半桥反激式转换器，其中，双向开关包括两个晶体管的串联连接，其中，两个晶体管的反向二极管导通路径具有相反的方向。
示例11.根据示例1至10中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，控制器被配置成基于在次级侧电路处提供的所需的输出电压来调整第一阶段至第三阶段的长度。
示例12.根据示例1至11中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，第一初级侧开关装置是高侧开关装置和低侧开关装置中的一个，并且第二初级侧开关装置是高侧开关装置和低侧开关装置中的另一个。
尽管本文已经示出和描述了特定实施方式，但是本领域普通技术人员将理解，在不偏离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等同实现方式可以替代所示出和描述的特定实施方式。本申请旨在涵盖本文所讨论的特定实施方式的任何适配或变型。因此，本发明旨在仅由其权利要求书及其等同物限制。
Claims (12)
1.一种非对称半桥反激式转换器，包括：
串联耦接在电源电压(Vin)与参考电势之间的第一初级侧开关装置(S1)和第二初级侧开关装置(S2)，
变压器(T1)，其中，所述变压器(T1)的初级侧绕组(Lm)的一端耦接至所述第一初级侧开关装置(S1)与所述第二初级侧开关装置(S2)之间的节点，
电容器(Cr)，其中，至少包括所述初级侧绕组(Lm)和所述电容器(Cr)的谐振电路并联耦接至所述第二初级侧开关装置(S2)，
耦接至所述变压器(T1)的次级侧绕组的次级侧电路，以及
控制器(10)，其被配置成控制所述第一初级侧开关装置(S1)和所述第二初级侧开关装置(S2)，使得对于每个开关周期：
-在第一阶段(20)中，所述第一初级侧开关装置(S1)允许电流流动，并且所述第二初级侧开关装置(S2)阻断第一方向上的电流流动，以向所述谐振电路供应电力，
-在第二阶段(21)中，所述第一初级侧开关装置(S1)阻断电流流动，并且所述第二初级侧开关装置(S2)允许电流流动，以将能量传递到所述次级侧电路，以及
-在第三阶段(22)中，所述第一初级侧开关装置(S1)阻断电流流动，并且所述第二初级侧开关装置(S2)还阻断与所述第一方向相反的第二方向上的电流流动，使得所述变压器(T1)的剩余磁化能量被释放到所述次级侧电路。
2.根据权利要求1所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述第二初级侧开关装置(S2)被实现为针对所述第二方向上的电流具有大于2V的电压降的晶体管。
3.根据权利要求2所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述电压降大于5V。
4.根据权利要求2或3所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述电压降是跨越所述晶体管的反向二极管导通路径的电压降。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述晶体管是基于带隙大于2eV的半导体材料的晶体管。
6.根据权利要求2至5中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述晶体管是基于氮化镓GaN的晶体管。
7.根据权利要求6所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述晶体管是GaN高电子迁移率晶体管。
8.根据权利要求2至7中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述控制器(10)被配置成通过向所述晶体管的控制端子施加控制电压来设置所述电压降。
9.根据权利要求1至6中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述第二初级侧开关装置(S2)被实现为双向开关。
10.根据权利要求9所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述双向开关包括两个晶体管(70，71)的串联连接，其中，所述两个晶体管(70，71)的反向二极管导通路径具有相反的方向。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述控制器(10)被配置成基于在所述次级侧电路处提供的所需的输出电压(Vout)来调整所述第一阶段至所述第三阶段(20、21、22)的长度。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的非对称半桥反激式转换器，其中，所述第一初级侧开关装置(S1)是高侧开关装置和低侧开关装置中的一个，并且所述第二初级侧开关装置(S2)是所述高侧开关装置和所述低侧开关装置中的另一个。
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