CN116896058A - 对含辅助件的dc-dc转换器的控制 - Google Patents

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亨德里克·约翰内斯·伯格维德
赫拉德·比拉尔皮克
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Abstract

公开一种方法、电力转换器和控制器以用于控制电力转换器，所述电力转换器具有连接在第一输入电压与接地之间并在输出端处具有主输出的主转换器、连接在第二输入电压与所述接地之间并具有辅助输出的辅助转换器、连接在主输出端与接地之间的输出电容器，和连接在所述辅助输出与所述主输出端之间的辅助电容器，以及控制器；所述方法包括：在第一频率操作所述主转换器，在第二频率操作所述辅助转换器，控制所述主转换器以控制所述辅助输出处的电压，以及控制所述辅助转换器以控制所述主输出处的电压。

Description

对含辅助件的DC-DC转换器的控制
技术领域
本公开涉及DC-DC转换器和控制器以及控制DC-DC转换器的方法，尤其涉及具有用于在输出处提供DC电力的主转换器以及用于调节瞬变电力递送的辅助转换器的转换器。
背景技术
DC-DC转换器通常包括跨其输出的平滑电容器或解耦电容器。近年来，大型、昂贵的电解解耦电容器满足了中央处理单元(CPU)核心电压(0.8V-1.2V)的严格瞬变要求，这对例如汽车电子控制单元(ECU)应用等成本受限或体积受限的应用提出了挑战。同时，车载电子件的普及引起了向48V电压配电网络的转变。这两种趋势都需要一种高效的负载点(PoL)转换器，该转换器可满足汽车处理器对宽范围总线电压的大约50W的功率需求，对于汽车应用，所述宽范围总线电压通常可在大约24V-54V。用于在不需要变压器的情况下实现将高输入电压转换为低输出电压的混合转换器拓扑以及氮化镓(GaN)装置已实现高效的48V PoL转换器，然而，快速瞬变响应仍然是个挑战。
为了改善瞬变响应，已提出采用低成本辅助转换器的控制方案，其中DC-DC主级递送DC稳态和缓慢变化的负载功率，而辅助级在负载瞬变期间提供和吸收电荷，由此降低解耦电容要求。然而，辅助转换器的瞬变响应受到下降的辅助电感器电流压摆率的约束。压摆率mf由mf＝-VOUT/LAUX限定，其中LAUX是辅助转换器电感器的电感并且VOUT是输出电压。由于VOUT归因于1V输出而受约束，因此仅可通过更小的LAUX改善瞬变响应，从而约束可实现的压摆率。
发明内容
根据本公开的第一方面，公开一种控制电力转换器的控制器，所述电力转换器具有连接在第一输入电压与接地之间并在输出端处具有主输出的主转换器、连接在第二输入电压与接地之间并具有辅助输出的辅助转换器、连接在主输出端与接地之间的输出电容器和连接在辅助输出与主输出端之间的辅助电容器；所述控制器包括：被配置成在第一频率操作主转换器的第一控制电路；被配置成在高于第一频率的第二频率操作辅助转换器的第二控制电路；所述第一控制电路另外被配置成操作主转换器以控制辅助输出处的电压；并且所述第二控制电路另外被配置成操作辅助转换器以控制主输出处的电压。通过控制主转换器以调节辅助输出处的电压，放宽了施加于瞬变响应的辅助LC滤波器的物理限制，因为辅助电感器电流压摆率由辅助输出而非主输出处的电压确定。这可产生改善的瞬变响应。通常，主转换器和辅助转换器都实施为降压转换器。
根据一个或多个实施例，第二输入电压等于第一输入电压。电压可在相同电源处或从相同电源供应或单独地供应。然而，在其它实施例中，辅助转换器可使用不同电压源作为其电源，例如，辅助转换器可在系统中其它地方可用的情形中使用不同系统电源，例如5V(相比于例如主转换器的输入处的48V)，或辅助转换器可在主转换器实施为混合级时采用从例如主转换器中的最低电压飞跨电容器分接的电压。
根据一个或多个实施例，第二频率是可变的。应了解，作为辅助或第二转换器的控制的直接结果，第二频率可随时间变化。例如，在迟滞控制的情况下，频率可能不固定；对于本领域的技术人员将熟悉的“恒定导通时间”或“峰值电流”控制的情况同样如此。除此之外，例如在预期几乎没有负载瞬变或负载阶跃的情况下，可降低操作频率(或转换器在其内操作的频率范围)。在一些情况下，例如在负载电流被很好地控制并且不会快速变化的情况下，甚至可中断辅助转换器。在此类情形中，控制器可调整或更改切换频率。
根据一个或多个实施例，第一控制电路包括自适应电压定位控制(AVP)子电路。通过使用一种自适应电压定位控制，辅助电压的压摆率可另外基于负载电流而可调整。这可实现例如在辅助输出上使用较小电容器和/或在辅助转换器中使用较低均方根(RMS)电流和/或在主转换器中使用较低峰值电流。
根据一个或多个实施例，所述AVP子电路被配置成测量来自主转换器的电流输出或直接测量负载电流，依据所述电流输出调适辅助参考电压输出，并且第一电路被配置成将辅助输出处的电压控制到调适的辅助参考电压。在一个或多个其它实施例中，AVP子电路被配置成测量通过主转换器中的电感器的电流，依据通过电感器的电流而调适辅助参考电压输出，并且第一电路被配置成将辅助输出处的电压控制到调适的辅助参考电压。
根据一个或多个实施例，第二控制器被配置成使用迟滞控制来控制主输出处的电压。根据一个或多个实施例，第二控制电路被配置成：确定主输出处的电压与参考输出电压之间的误差，并且控制辅助转换器中的开关以最小化所述误差。具体地，根据实施例，第二电路控制开关以调整辅助转换器中的半桥节点的占空比，以便最小化误差。
根据一个或多个实施例，辅助转换器是AC耦合降压转换器。简单的AC耦合降压转换器具有特别低的组件计数。根据一个或多个实施例，AC耦合降压转换器包括串联连接在第二输入电压与接地之间并在其间具有节点的一对开关，以及连接在节点与辅助输出之间的电感器。
根据一个或多个实施例，主转换器是双电感器混合转换器。在将双电感器混合转换器用作主转换器的情况下，开关电容器级比，也称为固有转换比，可选为4∶1或另一方便的值。
根据本公开的第二方面，提供一种电力转换器，其包括如上文所论述的控制器、主转换器和辅助转换器。用于电力转换器的电力开关或一些组件可提供于单个芯片上或单个封装中。替代地，离散组件可用于开关。取决于应用，一系列技术可用于开关，包括硅、GaAs、GaN等。
根据本公开的另一方面，提供一种控制电力转换器的方法，所述电力转换器具有连接在第一输入电压与接地之间并在输出端处具有主输出的主转换器、连接在第二输入电压与所述接地之间并具有辅助输出的辅助转换器、连接在主输出端与接地之间的输出电容器，和连接在辅助输出与主输出端之间的辅助电容器，以及控制器；所述方法包括：在第一频率操作主转换器，在第二频率操作辅助转换器，控制主转换器以控制辅助输出处的电压，以及控制辅助转换器以控制主输出处的电压。通常，主转换器和辅助转换器都实施为降压转换器。
根据一个或多个实施例，第二输入电压等于第一输入电压。根据一个或多个实施例，第二频率是可变的。
根据一个或多个实施例，控制主转换器以控制辅助输出处的电压包括自适应电压定位控制(AVP)。
根据一个或多个实施例，AVP控制包括：测量来自主转换器的电流输出，依据所述电流输出调适辅助参考电压输出，以及将辅助输出处的电压控制到调适的辅助参考电压。根据一个或多个实施例，参考电压的可调适程度可为其最小值的大于100％，并且甚至大于300％。此类自适应电压定位控制可称作极端自适应电压定位。
根据控制辅助转换器以控制辅助输出处的电压的一个或多个实施例包括：确定主输出处的电压与参考输出电压之间的误差，以及控制辅助转换器中的开关以最小化误差。
根据一个或多个实施例，辅助转换器是AC耦合降压转换器。根据一个或多个实施例，AC耦合降压转换器包括串联连接在第二输入电压与接地之间并在其间具有节点的一对开关，以及连接在节点与辅助输出之间的电感器。
根据一个或多个实施例，主转换器是双电感器混合转换器。
可提供一种计算机程序，所述计算机程序在计算机上运行时使所述计算机配置包括本文公开的电路、控制器、传感器、滤波器或装置的任何设备，或执行本文公开的任何方法。所述计算机程序可以是软件实施方案，并且计算机可被视为任何适当的硬件，包括数字信号处理器、微控制器以及在只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)中的实施方案，这些都是非限制性例子。软件实施方案可以是汇编程序。
计算机程序可提供在计算机可读介质上，所述计算机可读介质可以是例如存储器装置的物理计算机可读介质，或可体现为另一非暂时性信号。
本发明的这些方面和其它方面将从下文描述的实施例中显而易见，并且所述方面将参考所述实施例来阐明。
附图说明
将仅通过举例参考附图来描述实施例，在附图中
图1示意性地示出包括主转换器和辅助转换器的DC-DC转换器架构；
图2示出图1的DC-DC转换器架构的常规控制；
图3示出根据本公开的一个或多个实施例的图1的DC-DC转换器架构的控制；
图4示出根据一个或多个实施例的DC-DC转换器；
图5示出如图4中所示的主转换器的切换序列；
图6示出图3的DC-DC转换器，包括控制器；
图7示出通过如图6中所示的控制器的第一和第二电路实施的控制环路；
图8示出在有和没有AVP控制的情况下由负载瞬变产生的转换器的各种操作信号；
图9示出AVP负载线；
图10示出动态响应模拟的结果；以及
图11示出系统效率的模拟。
应注意，各图是图解性的，并未按比例绘制。为在图中清楚和便利起见，这些图的各部分的相对尺寸和比例已通过在大小上放大或减小而示出。相同的附图标记一般用于指代修改后且不同的实施例中的对应的或类似的特征。
具体实施方式
图1示意性地示出包括主转换器110和辅助转换器120的DC-DC转换器架构100。每一级连接到提供输入电压VIN的DC电源130，所述输入电压VIN在汽车应用的情况下可通常在例如24到56V的广泛范围内变化。还可描述为主级的主转换器110在其输出115处将电流输出imain提供到输出负载140，输出电容器COUT 150跨输出负载140连接。还可被称作辅助级的辅助转换器120还连接到输入电压VIN，并提供输出电压VAUX。此输出通过输出耦合电容器CAC160连接到负载，并将辅助电流提供到输出iaux。因此，提供到负载140的总电流ILOAD由ILOAD＝imain+iaux限定。因此，根据此架构，主要的DC电力递送112由主转换器110提供，并且VOUT调节122由辅助转换器120提供。应了解，主转换器通常为降压转换器，辅助转换器也通常如此。
现在转向图2，该图示出图1的DC-DC转换器架构的常规控制。所述架构与提供DC电力递送112的主转换器110和提供VOUT调节输出122的辅助转换器120相同。然而，在此图上，示意性地示出每个转换器的控制：主转换器110根据其输出处的电压VOUT来控制，如通过虚线控制线210所示。类似地，辅助转换器120根据其输出VAUX来控制，如虚线220所示。替代地，主转换器110和辅助转换器120均可控制VOUT，其中应用带宽分离以防止稳定性问题，而辅助转换器还例如通过确保通过CAC的DC电流为零来控制VAUX。
现在转向图3，这示出根据本公开的实施例的图1的DC转换器架构的控制。因此，提供一种控制方案，其中AC耦合辅助转换器120调节输出电压VOUT，而主转换器110调节辅助电容器电压VAUX，如图3中所示。该控制方案由虚线310和虚线320示出，根据虚线310，主转换器110调节辅助转换器的输出处的电压VAUX，根据虚线320，辅助转换器120调节主转换器的输出处(并且因此跨负载)的电压VOUT。在常规转换器中，用于瞬变响应的压摆率mf由VOUT确定。但调节VAUX，会去除施加于瞬变响应的辅助LC滤波器的物理限制，因为辅助电感器电流压摆率mf由VAUX而非VOUT确定。(应注意，VAUX通常比VOUT大得多，例如在典型应用中，可以是VIN/2。接着可实现正向和负向上更快的压摆率。)此外，如下文中将更详细地描述，根据一个或多个实施例，还引入可被称为VAUX的极端自适应电压定位(EAVP)的自适应电压定位(AVP)控制的变型，以基于负载电流ILOAD动态地设置辅助转换器120的电感器的压摆率mf，以实现使用减小的辅助电容CAC，以及可能减小的辅助rms电流iaux，rms，或减小的峰值主级电流imain；pk。本领域的技术人员应了解，可替代地基于主转换器电流IMAIN来实施EAVP。
在更详细地论述控制之前，首先考虑图4中所示的示例两级转换器。这示出被配置成根据一个或多个实施例操作的DC-DC转换器。在此例子中，混合双电感器转换器，具体地，4∶1双电感器混合转换器410，实施为主转换器。双电感器混合(DIH)转换器可提供高转换比，并且具有固有的电流共享和高输出电流容量的额外优点，这使得DIH转换器尤其适合于在相对低切换频率下的高电压转换比且因此相对高的效率。如本领域的技术人员将熟悉的，4∶1双电感器混合(DIH)转换器包括可借助于开关M1、M2...M6(481、482...486)跨输入电压以各种组合连接的三个飞跨电容器C1 412、C2 414和C3 416。A第一电感器L1 487连接在第一开关节点VSW1 488(在M1 481与M3 483之间)与输出115之间，并且第二电感器L2 489连接在第二开关节点VSW2 490与输出115之间。
图5示出图4中所示的此类4∶1 DIH的切换序列。转换器在两个充电状态I与II之间交替，并且每个充电状态之间是放电周期(状态0)，如510处所示。开关M1、M2...M6的状态(511、512...516)和跨第一开关节点的电压522 VSW1和跨第二开关节点的电压524 VSW2在下部曲线图中示出，产生三个飞跨电容器C1、C2和C3的充电和放电，其中跨这三个飞跨电容器的充电电压VC1、VC2和VC3如上部曲线图中所示。如可见，跨C1的电压在VIN/4左右振荡，跨C2的电压在VIN/2左右振荡(也就是说，2VIN/4)，并且跨C3的电压在3VIN/4左右振荡。电感器L1487和L2 489中的电流IL1和IL2在相应状态I和状态II充电周期期间积聚，并在另一充电状态和放电状态0期间松弛，以产生恒定ILOAD，其中IL1+IL2＝ILOAD。
返回到图4，辅助级420是被配置为简单半桥的AC耦合降压(ACB)转换器级，具有在其间具有开关节点426的一对开关M7 422和M8 424，以及连接在开关节点与辅助转换器输出节点125之间的电感器LAUX 428。辅助转换器420被设计成在相对高的频率下操作以便提供对瞬变的快速响应。AC耦合降压(ACB)转换器具有低组件计数，因此是合适的选择，但在其它实施例中，可使用不同架构。应注意，虽然辅助转换器示出CAC和LAUX的串联连接，但这并不作为LC谐振转换器操作：如本领域的技术人员将了解，在本发明架构中，耦合电容器CAC具有比谐振级(对于谐振级，电容可以是约10到约100nF)所需的大得多的电容(约为几十μF)，从而产生比LAUX情况下的谐振中的电压变化慢得多的电压变化。替代地，CAC上的电压由主级调节以产生偏移电压并改善辅助级的瞬变响应。在当前例子中，耦合电容器的值取决于辅助电压参考。作为非限制性例子，如果辅助电压参考设置为VIN/2，则耦合电容器将通常在约20μF到约40μF的范围内。然而，如果辅助电压参考设置为VIN/6，则电容增加到100μF或更大，以限制在负载瞬变期间的摆动。
应了解，实施例不限于图4中所示的4∶1 DIH，并且具体地，可改为使用各种混合拓扑，同时仍假设可通过具有适当选择的低频来优化转换器的效率以实现递送DC电力和缓慢瞬变变化。此外，主转换器不需要为混合转换器，而是可为以中等电压转换比处理大部分电力的非混合DC-DC转换器级。本公开通过示出的混合主转换器级和48V系统示出，因为主要存在具有需要从48V总线供应的低于1V处理器的应用，例如在汽车和数据中心领域中，但本公开不限于此。
图6示出图3的DC-DC转换器，包括控制器610。应注意，所述控制器可以是转换器的一部分或可以是单独的。例如，控制器可形成控制器芯片或控制器集成电路(IC)的部分或全部，或可以是例如微处理器等更复杂IC的部分。控制器610包括：被配置成在第一频率操作主转换器(如由从控制器到主转换器的用于控制开关M1、M2...M6的切换的输出信号640所示)的第一控制电路620；以及被配置成在一般高于第一频率的第二频率操作辅助转换器(如由从控制器到辅助转换器的用于控制开关M7、M8的切换的输出信号650所示)的第二控制电路630；第一控制电路620另外被配置成操作主转换器以控制辅助输出处的电压；并且第二控制电路另外被配置成操作辅助转换器以控制主输出处的电压。正如已经提到的，如本文所使用的短语“在某一频率操作”不将控制约束于特定频率。具体地，转换器不限于固定频率或PWM控制。实际上，该短语将被广义地解释为指示用以指示切换的频率(或频率范围)，例如，“约1MHz”或“约50kHz”。因此，如670处所示，第一电路感测电压VAUX，以及如690处所示，感测输入电压VIN。如680处所示，第二电路感测电压VOUT。如685处所示，还可测量从主转换器输出的电流IMAIN，并将电流IMAIN用于第一控制电路620中的自适应电压定位(AVP)控制(主转换器的VAUX调节)。应了解，代替测量IMAIN自身，可测量包括负载电流自身的可获得代理或代表性电流。例如，在一些实施例中，在主转换器是DIH转换器的情况下，测量主电力转换器的高侧开关中的取样保持(S/H)电流或通过主转换器中的一个电感器的电流可以是方便的。
图7示出通过控制器610的第一电路620和第二电路630实施的控制环路。第一电路620实施辅助电压调节环路并且控制主转换器开关，而第二电路630实施输出电压调节环路并且控制辅助转换器开关。任选地，并且根据一个或多个实施例，第一电路620包括一种形式的自适应电压定位(AVP)控制，如下文将更详细地描述。
首先考虑由第二电路630实施的输出电压调节环路，第二电路630控制辅助转换器开关M7422和M8424。辅助转换器，在此情况下为ACB转换器，在此情况下根据基于输出电容器COUT电流的迟滞电流模式控制(HCMC)方案调节输出电压VOUT，如图7所示，但如本领域的技术人员所熟悉的，可使用其它调节方案。传感器输出电压VOUT被数字化并且接着与参考输出电压VOUT,REF相比较，从而产生误差信号，该误差信号在PI(比例积分)积分器732中积分以提供信号IC,REF。该信号是迟滞控制器734的部分，迟滞控制器734将信号与迟滞限制ΔI,C,REF比较以确定何时将控制信号发送到功率级。控制信号被传送到置位复位(SR)触发器736，SR触发器736的输出通过也称为停滞时间(dead-time，DT)块定时器的非重叠定时器738处理(为了避免可能因开关的同时接通而产生的直通电流，例如由开关的有限压摆率所致)。提供非重叠定时器738的输出以控制开关M7和M8。本领域的技术人员将清楚，可能有其它控制器实施方案，还有完全实施于模拟域中的那些控制器实施方案。
接下来转向由第一电路620实施的辅助电压调节环路，如在此例子中已经提到，该辅助电压调节环路包括AVP控制子电路740。感测到的辅助转换器输入电压VIN,SENSED(与图6的实施例一致)，主转换器和辅助转换器都由相同VIN供电。如果单独的输入电压用于辅助转换器，则应感测该输入电压并用作控制器620的输入VIN,sensed，并将主转换器电感器电流IL1.SENSED作为输入提供到AVP控制子电路。可至少在理论上使用从主转换器输出的电流(IMAIN)代替IL1，SENSED，如图6中所示。然而，在实际实施方案中，直接测量一个电感器中的电流通常是更方便的(在具有例如图4中示出的DIH主转换器的实施例中)。输入被数字化并传送到AVP控制子电路740。这提供参考信号VAUX,REF，参考信号VAUX,REF与VAUX,SENSED的数字化版本进行比较以生成误差信号，该误差信号在PID(比例-积分器-微分器)单元722中积分以提供驱动信号D，该驱动信号D被传送到输出两个定时信号Q1和Q2的开关模式发生器724。这些定时信号继而由非重叠或停滞时间(DT)定时器726和728处理以产生对4∶1双电感器混合主转换器410中的开关M1、M2...M6的切换控制。本领域的技术人员将清楚，可能有其它控制器实施方案，还有完全实施于模拟域中的那些控制器实施方案。
下文将参考图9更详细地考虑(E)AVP控制子电路。
现将参考图8论述在包括和不包括AVP控制的情况下的控制。辅助ACB转换器通过确保IAUX＝ΔILOAD而对输出电容器电流IC中的干扰作出响应，这会最小化从COUT汲取的电荷(以及因此最小化VOUT上的电压偏移)。由于IAUX＝ΔILOAD，辅助电压VAUX归因于CAC上的电荷累积(或消耗)而开始偏离，如图8中所示。
除非IAUX的平均值为零，也就是说<IAUX>＝0，否则VAUX继续偏离直到达到VIN(辅助转换器的输入电压)或0V，此时ACB无法调节VOUT。因此，需要机制来确保<IAUX>＝0处于稳态，其在ACB情况下等同于VAUX的DC调节，如下给出：
在辅助转换器调节VOUT的情况下，主转换器调节VAUX以确保<IAUX>＝0处于稳态，如图7中所示。
由于辅助转换器ACB执行快速瞬变调节，因此DIH切换频率fSW,DIH可通过选择具有低RDS,ON的可靠低成本硅装置用于M1、M2...M6而在DC电力效率方面得到优化。用于主转换器的典型切换频率fSW，DIH可适宜地在50kHz到500kHz的范围内，或更具体地，在100kHz到250kHz的范围内。类似地，辅助转换器具有零平均输出电流并且因此具有低RDS，ON损耗，这允许使用具有低栅极电荷(QG)的装置以最小化开关损耗。应了解，晶体管M7、M8各自需要阻挡整个输入电压VIN。高电压晶体管，具体地，具有低漏电流的高电压晶体管，例如GaAs或甚至更好的宽带间隙GaN装置，可因此最适合于最小化ACB的损耗，同时将fSW，ACB增加到约10xfSW，DIH。因此，辅助转换器切换频率fSW，ACB可适宜地在500kHz到5MHz的范围内，或更具体地，在1MHz到2.5MHz的范围内。
图8示出根据两个实施例的对负载电流ILOAD中的瞬变的响应。在左手侧示出使用不具有AVP的控制的响应，并且在右手侧是使用AVP的变型的响应。如将看到，通过两个同时的控制环路的操作，应注意关键参数的设计以避免不稳定性。在例如瞬变(在802、804、852和854处示出)等负载变化期间，VOUT的变化为：
其中mf被定义为下降ACB电感器电流压摆率，mf＝-VAUX/LAUX。
这可在812和814处看到。通过ACB，mf取决于VAUX，并且VAUX的DC调节允许对mf的动态控制。因此，对于给定LAUX，压摆率mf增加了VAUX/VOUT的因子，这允许与介绍时提到的其中mf＝-VOUT/LAUX的常规情况相比COUT减小。基于(2)，对VAUX，ref的选择确定ACB瞬变响应。例如，VAUX，ref＝VIN/2将使高fSW，ACB时的M7和M8的导通时间相等，并且因此，响应时间更快，ΔIAUX更低。对于VAUX，ref＝VIN/2，ACB转换比在实际应用中被限制到大约1/4＜VAUX/VIN＜3/4，这对应于ΔVAUX，max＝VIN/4的最大偏差。恒定VAUX，ref的一个缺点是IAUX必须供应或吸收以确保VAUX＝VAUX，ref的额外电荷，如图8中822和824处所示。然而，通过使用如图9所示的AVP负载线，不再需要在负载阶跃之后的额外恢复电荷转移，如图8的右手侧上在872、874处所示。这减小了主转换器中的IAUX，rms和峰值电流IMAIN，，pk，如通过比较882与832可见。因此，输出电压VOUT上的瞬变减小，如针对负载阶跃852和854在862和864处所示。应了解，在此控制环路中，与常规AVP控制中的通常情况相比，允许电压进一步偏离其标称值：此变型可因此被称为“极端自适应电压定位”，但定性概念是相同的。
应选择CAC的电容值以将ΔVAUX维持在合理的限值内。由于ACB必须提供至少TSW，DIH的ΔILOAD，因此CAC，min通过下式给出：
以及
基于(3a)，可根据以下说明性参数模拟示例情况：
这分别产生理论最小辅助电容和输出电容CAC，min＝16.7μF和COUT，min＝374μF，但在实际设计(或甚至模拟)中，考虑到例如控制器延迟和寄生效应等非理想性，假设最大允许纹波ΔVOUT，max＝50mV，则值可更高。
图9示意性地示出基于负载线的自适应电压定位(AVP)控制概念。如可见，取决于电感器电流IL1(即，在DIH主转换器的两个相位中的一个相位中的电感器电流，作为负载电流的量度)，参考电压VAUX，REF处于最小值VAUX，MIN与最大值VAUX，MAX之间。接着可确定此相依性的斜率mAVP，因为：
因为允许将VAUX控制(在此实施例中)在目标最小值VAUX，MIN＝VIN/4与目标最大值VAUX，MAX＝3VIN/4之间。换句话说，最小值VAUX，REF，也就是说，当转换器上不存在负载时的值，是VIN/4，并且当转换器上存在负载时的最大值VAUX,REF是3VIN/4。与AVP的常规使用相比，参考电压中的这种允许的偏离很大，因此该控制可被称为极端自适应电压定位。
AVP电路根据下式确定VAUX,REF的实际值：
结果是，在轻负载(IL1～0)下，CAUX几乎排空(在VIN/4)。当发生负载瞬变时，当AUX功率级的高侧开关M8424导通时，这将使3/4VIN可用于AUX功率级中的电感器，并允许其电流快速斜变并供应负载电流。相反地，在重负载下，CAUX处于3/4*VIN，并且当负载突然减小时，当AUX调节器的低侧开关M7422导通时，AUX调节器可跨其电感器放置-3/4*VIN，从而快速吸收由主转换器递送的过多电流。
本领域的技术人员应了解，AVP控制允许调整跨辅助电感器施加的电压。通过这样做，实现对辅助电感器压摆率的控制，所述辅助电感器压摆率确定瞬变响应且有助于减小输出电容。
图10示出执行以确定实施例的动态响应的模拟的结果。在三个情境中的每一情境中，在1010处示出来自主转换器的电流输出IMAIN，在1012处示出总电流输出ILOAD，在1014处示出输出电容器电流IC，在1016处示出从辅助转换器供应的电流，在1018处示出输出电压VOUT，并且最后，在1020处示出辅助转换器的输出上的电压VAUX。在曲线图的左手侧在(a)处示出稳态中的操作，在中间曲线图群组中在(b)处示出当转换器模拟成在没有AVP的情况下操作时对如1030处所示应用的40A负载阶跃的响应，并且在右侧曲线图群组中在(c)处示出当转换器模拟成在具有AVP的情况下操作时对如1030处所示应用的40A负载阶跃的响应。如可见，在稳态中，大部分电流和因此电力由主转换器提供。(a)中所示的稳态波形展现对主级纹波电流ΔIMAIN的固有抑制。基于输出电容器电流的HCMC方案观测到作为IC中在2xfSW,DIH下的干扰的ΔIMAIN，并且调整IAUX以抑制ΔIMAIN。在(b)处的中间曲线图群组与在(c)处的右侧曲线图群组两者示出IAUX的快速斜降，如1035处所示。并且当应用AVP时，IMAIN中的峰值显著减小，如在1040处可见：在COUT＝640μF并且AVP停用的情况下，观测到48mV的ΔVOUT，而对于CAC＝30μF，ΔVAUX＝12V。在启用AVP的情况下，IAUX,rns减小28％，CAC＝18μF，并且实现39mV的ΔVOUT减小，如(c)处所示。
图11示出使用市售GaN装置和MOSFET的模型模拟辅助ACB和主DIH转换器的损耗的结果。对于M7和M8，使用100V 6mΩEPC2204GaN装置，而对于M1和M2以及M3、M4、M5和M6，分别使用25V1mΩBSZ010NE2LS5 MOSFET和40V 6.3mΩBSZ063N04LS6MOSFET。在图11的顶部曲线图中示出不包括辅助转换器中的损耗引起的效率损失(1110处)以及包括该效率损失(1120处)的模拟系统效率。负载越低，损失越大(例如，电流为15A时的5％，如1160处所示)。底部曲线图示出效率与VIN。曲线图1130示出对24V的VIN值的响应，1140示出对于48V的效率，并且1150示出对54V的响应。在VIN＝24V下实现92.6％的峰值模拟效率，而在额定负载和标称48V到1V转换比下实现90.4％的效率。
本领域的技术人员应了解，本公开不限于使用(E)AVP。在没有AVP的情况下，系统也可工作。然而，如以上例子所示，在一些实施例中，利用对VAUX的AVP可产生显著改进(例如，通过实现CAC的显著减小)并且可因此在一些实施例中是优选的。
在图2和图3中示出的拓扑中，VIN用于主转换器和辅助转换器两者。然而，正如上文已经提到的，本公开不限于此，具体地，辅助转换器还能够或被配置为从较低或单独的VIN(例如，系统中其它处可能存在的电源电压(例如5V))操作，或者甚至在主转换器实施为混合级的实施例中从主转换器中的飞跨电容器上的最低电压分接的电压操作。应了解，当从下部VIN操作时，使用用于辅助转换器的常规Si装置可为可能的，这可提供额外成本优点。
此外，应了解，可容易地设想主转换器和辅助转换器两者的控制方法的变型，并且所述变型包括在本公开的范围内。以上描述已基于辅助转换器的迟滞电流模式控制，并且使该控制基于电容器电流可为有益的，或尤其适合于快速瞬变响应，但本公开不限于此。
而此外，尽管应了解，为了实现最大益处，辅助转换器需要保持操作性，因为辅助转换器控制输出电压，但切换频率可以是可变的。例如，基于即将来临的瞬变的信息，当预期没有相当大的负载瞬变时，可潜在地降低或甚至暂停辅助转换器的切换频率以进一步优化总体系统效率。
一般来说，已公开可单独地优化主转换器和辅助转换器的切换频率以分别优化总体系统效率和瞬变响应。辅助转换器控制主转换器的输出电压而主转换器控制辅助转换器的输出电压的实情，以及对辅助输出电压(而不是像在目前先进技术的PoL转换器中那样对输出电压)应用AVP的实情可在进一步减少总材料清单方面带来显著益处。
尽管上文已描述实施降压转换器的实施例，但本公开不限于此。实施例可涉及阶跃要求并且实施升压转换器。具体地，一个或多个实施例可适用于需要略高于VIN的VOUT(特别是高于VIN的0.8V，在这种情况下，对于降压，与VOUT＝0.8V相同的压摆率限制)的应用。在此类实施例中，辅助(升压)转换器也将通过AC耦合电容器连接到VOUT(但耦合应是可切换的，以便只有在高侧开关接通时才进行连接：首先LAUX通过低侧开关在VIN与GND之间通电，然后连接在VIN与VOUT之间，其中VAC串联连接以用于跨LAUX的额外电压)。辅助转换器的向下压摆率由(VIN-VOUT-VAC)而非VIN-VOUT(在本例中，后者的差值仅为0.8V)确定。
通过阅读本公开，对技术人员来说，其它变型和修改将显而易见。此类变型和修改可涉及已在DC-DC转换器的领域中已知且可用作本文已经描述的特征的替代或补充的等同物和其它特征。
尽管所附权利要求书涉及特征的特定组合，但应理解，本发明的公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化形式，而不管其是否涉及当前在任何权利要求中要求的相同发明或其是否缓解与本发明所缓解的技术问题相同的任一或所有技术问题。
在单独实施例的上下文中描述的特征可组合提供于单个实施例中。相反，为简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的各种特征也可单独提供或以任何适合的子组合的方式提供。申请人特此提醒，在审查本申请或由此衍生的任何另外的申请期间，可能会根据此类特征和/或此类特征的组合而制订新的权利要求。
为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”或“一个”不排除多个，单个处理器或其它单元可以满足权利要求书中叙述的若干构件的功能[如果不相关则删除]，并且权利要求书中的附图标记不应被解释为限制权利要求书的范围。此外，词语“可”以容许性意义(即，意味着具有......的可能)而非强制性意义(即，意味着必须)来使用。类似地，词语“包括(include/including/includes)”意指包括但不限于。
附图标记列表：
100 DC-DC转换器架构
110 主转换器
112 主要DC电力递送
115 主转换器输出
120 辅助转换器
122 VOUT调节
125 辅助转换器输出
130 DC电源
140 负载
150 输出电容器
160 辅助转换器输出耦合电容器
210 主转换器控制
220 辅助转换器控制
310 辅助转换器控制
320 主转换器控制
410 4∶1双电感器混合转换器
412 飞跨电容器C1
414 飞跨电容器C2
416 飞跨电容器C3
420 AC耦合降压(ACB)转换器级
422 开关M7
424 开关M8
426 开关节点
428 电感器
481，482...486 开关M1、M2...M6
487 第一电感器L1
488 第二电感器L2
489 第一开关节点VSW1
490 第二开关节点VSW2
510 充电/放电状态
511，512...516 M1、M2...M6的状态
522 第一开关节点电压VSW1
524 第二开关节点电压VSW2
610 控制器
620 第一控制电路
630 第二控制电路
640 控制器输出信号
650 控制器输出信号
670 电压VAUX感测
680 电压VOUT感测电流IMAIN输出
685 电流IMAIN感测
690 输入到第一控制电路的VIN
722 PID单元
724 开关模式发生器
726，728 延迟定时器
732 PI积分器
734 滞控制器
736 SR触发器
738 延迟定时器
740 AVP控制子电路
802 负载变化
804 负载变化
812 VOUT瞬变
814 VOUT瞬变
822 恢复电荷转移IAUX，ms
824 恢复电荷转移IAUX，ms
832 峰值电流IMAIN，，pk
852 具有AVP的负载阶跃
852 具有AVP的负载阶跃
862 具有AVP的VOUT瞬变
864 具有AVP的VOUT瞬变
872 AVP下减小的恢复电荷转移IAUX，rms
874 AVP下减小的恢复电荷转移IAUX，rms
882 具有AVP的峰值电流IMAIN,,pk
1010 主转换器电流输出IMAIN
1012 总电流输出ILOAD
1014 输出电容器电流IC
1016 辅助转换器电流IAUX
1018 输出电压VOUT
1020 辅助转换器输出电压VAUX
1030 负载阶跃
1040 IMAIN中的峰值
1110 系统效率
1120 包括辅助损耗的系统效率
1130 对VIN＝24V的响应
1140 对VIN＝48V的响应
1150 对VIN＝54V的响应
1160 辅助损耗所致的效率损失。

Claims (15)

1.一种用于电力转换器的控制器，所述电力转换器具有连接在第一输入电压(VIN)与接地之间并在输出端处具有主输出的主转换器(110)、连接在第二输入电压(“VIN”)与所述接地之间并具有辅助输出(AUX)的辅助转换器(120)、连接在主输出端与所述接地之间的输出电容器(COUT)和连接在所述辅助输出与所述主输出端之间的辅助电容器(CAUX)；其特征在于
所述控制器包括：
被配置成在第一频率操作所述主转换器的第一控制电路(620)，
被配置成在第二频率操作所述辅助转换器的第二控制电路(630)；
所述第一控制电路另外被配置成操作所述主转换器以控制所述辅助输出处的电压；并且
所述第二控制电路另外被配置成操作所述辅助转换器以控制所述主输出处的电压。
2.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述第二输入电压等于所述第一输入电压。
3.根据权利要求1或2所述的控制器，其特征在于，所述第二频率高于所述第一频率。
4.根据在前的任一项权利要求所述的控制器，其特征在于，所述第二频率是可变的。
5.根据在前的任一项权利要求所述的控制器，其特征在于，所述第一控制电路包括自适应电压定位控制(AVP)子电路。
6.根据权利要求5所述的控制器，其特征在于，所述AVP子电路被配置成测量来自所述主转换器的电流输出并依据所述电流输出调适辅助参考电压输出，并且所述第一电路被配置成将所述辅助输出处的所述电压控制到调适的辅助参考电压。
7.根据权利要求5所述的控制器，其特征在于，所述AVP子电路被配置成测量通过所述主转换器中的电感器的电流并依据通过所述电感器的所述电流来调适辅助参考电压输出，并且所述第一电路被配置成将所述辅助输出处的所述电压控制到所述调适的辅助参考电压。
8.根据在前的任一项权利要求所述的控制器，其特征在于，所述第二控制器被配置成使用迟滞控制来控制所述主输出处的所述电压。
9.根据在前的任一项权利要求所述的控制器，其特征在于，所述第二控制电路被配置成：
确定所述主输出处的所述电压与参考输出电压之间的误差，
并且控制所述辅助转换器中的开关以最小化所述误差。
10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，所述辅助转换器是AC耦合降压转换器。
11.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述AC耦合降压转换器包括串联连接在所述第二输入电压与所述接地之间并在其间具有节点的一对开关，以及连接在所述节点与所述辅助输出之间的电感器。
12.根据在前的任一项权利要求所述的控制器，其特征在于，所述主转换器是双电感器混合转换器。
13.一种电力转换器，其特征在于，包括根据在前的任一项权利要求所述的控制器，以及根据权利要求1所述的主转换器和辅助转换器。
14.一种控制电力转换器的方法，所述电力转换器具有连接在第一输入电压与接地之间并在输出端处具有主输出的主转换器、连接在第二输入电压与所述接地之间并具有辅助输出的辅助转换器、连接在主输出端与所述接地之间的输出电容器和连接在所述辅助输出与所述主输出端之间的辅助电容器，以及控制器；其特征在于
所述方法包括：
在第一频率操作所述主转换器；
在第二频率操作所述辅助转换器；
控制所述主转换器以控制所述辅助输出处的电压；以及
控制所述辅助转换器以控制所述主输出处的电压。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，控制所述主转换器以控制所述辅助输出处的所述电压包括自适应电压定位控制(AVP)。
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