CN116847459A - 一种无线通信方法 - Google Patents

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CN116847459A CN202210277985.7A CN202210277985A CN116847459A CN 116847459 A CN116847459 A CN 116847459A CN 202210277985 A CN202210277985 A CN 202210277985A CN 116847459 A CN116847459 A CN 116847459A
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栾振庭
张立平
韩伟
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Abstract

本申请提出一种无线通信方法，应用于发射端和多天线接收端，在所述发射端根据单用户终端的原始信息编码获得两个张量块项；每一个张量块项为一个L列的复数矩阵；在每一个张量块项中添加导频信息；导频信息用于确定张量块项限定在星座图的分区；星座图为L维流型T为高维流形所在的空间的维度，L、T为大于1的自然数；将每一个张量块项转换为网格坐标的量化集；将网格坐标的量化集映射至星座图的分区，获得星座图符号；根据星座图符号获得调制信号；在基于先导序列确定的信道的时频资源块上发送调制信号；先导序列用于确定单用户终端的分组；信道的时频资源块为根据单用户终端的分组确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块。

Description

一种无线通信方法
技术领域
本申请涉及5G通信技术领域，尤其涉及一种无线通信方法。
背景技术
大规模随机接入是5G通信网络在海量机器类通信(mMTC)场景下的前沿需求：即大量的发送端和一个接收端进行通信。基于物联网、智能交通等场景下单次业务通信量小，用户终端激活行为随机发生的背景，传统方案采用信道时频资源预调度来分配给用户终端，并且利用导频估计来实现相干解调。这样的方案在大规模随机接入场景下会引发信道资源浪费，以及额外的导频开销。
支撑mMTC场景的技术关键是解决无源大规模随机接入问题。无源大规模随机接入具有用户终端群体庞大，无预先子载波分配，用户终端数量随机且未知等特点。为了提升平均速率，并使用海量用户终端场景，目前学术界提出了多种新的调制解调方案，主要有：张量调制(tensor-basedmodulation，TBM)和稀疏回归编码(sparse regression code,SRC)。其中，基于张量调制TBM的方案是由decurninge et al在2020年初次提出的。通过张量的典型多元数分解(canonical polyadic decomposition，CPD)和格拉斯曼(Grassmann)流形上的立方体分裂(cube split，CS)星座图设计实现了大量用户终端的免授权非相干解调。如图1所示，对于一个多阶的张量x，阶数为3，典型多元数(canonical polyadic，CP)分解将该3阶的张量x分解为多个秩为1的张量的和的形式，其中，多个秩为1的张量如 在矩阵中定义最小的秩为1的矩阵和的数量Ka为矩阵的秩,CP分解也称为张量的秩分解。
上述方案可在有限的信道时频资源块上通过正交或近似正交的编码方案，实现大量用户终端的随机接入。数学上，基于张量分解的方案是通过张量的稀疏结构和分解唯一性条件来保证用户终端数据间的正交性；具体的，每个用户终端将自身传输的符号通过向量外积生成张量，不同用户终端生成的张量直接通过叠加的方式产生实际发送的复合信号，而当张量的维度和张量的秩满足某种不等式条件时，根据解调唯一性条件，可以验证不同用户终端信号在此信道上的正交性。
基于稀疏回归编码的方案是由Barron和Joseph根据连续信道模型，针对AWGN信道设计的编解码方式。如图2所示，稀疏回归编码通过引入高维的近似正交矩阵来产生码本，每个用户终端通过位置调制从码本中抽取符号，则当码本维度足够大，而用户终端数量有限时，可以近似认为不同用户终端不会在码本抽取中存在碰撞。
基于上述描述，在大规模机器通信(mMTC)场景的海量用户终端接入时，如何实现如图3所示的大量单天线用户终端到多天线接收机的大规模随机接入是亟待解决的问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种无线通信方法，能够解决大量单天线用户终端到多天线接收机的大规模随机接入问题。
第一方面，本申请实施例提供的一种无线通信方法，应用于发射端，所述方法包括：根据单用户终端的原始信息编码获得两个张量块项；所述两个张量块项中的每一个张量块项为一个L列的复数矩阵；在所述每一个张量块项中添加导频信息；所述导频信息用于确定所述张量块项限定在星座图的分区的判决区域内；所述星座图为L维Grassmann流型其中T为所述高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数；将所述每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集；将所述欧式空间网格坐标的量化集映射至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号；根据所述星座图符号获得调制信号；在基于先导序列确定的信道的时频资源块上发送所述调制信号；所述先导序列用于确定所述单用户终端的分组；所述信道的时频资源块为根据所述单用户终端的分组确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块。以此，改进张量编码方式，通过用户码字拆分与张量块项设计，结合导频信息嵌入，进行张量的块项调制耦合高维Grassmann星座图的高效编码；实现了对现有mMTC场景大规模多址接入技术向多维张量块项编码和高维Grassmann星座图的延伸，对现有技术中基于张量的非相干调制解调方式进行改进，可提升大规模接入的速率和可靠性，并对信道资源分配提供了更高的自由度；可作为5G通信网络下新的无线通信信号调制解调标准，是新空口(NR)潜在推标方向。
作为一个可以实现的实施方式，所述在所述每一个张量块项中添加导频信息，包括：对所述两个张量块项中的每一个张量块项的第p和第q行分别赋值，确定导频信息，所述导频信息将所述张量块项限定在星座图的第(p，q)个分区的判决区域内。以此，可以利用导频信息实现将张量块项限定在一个特定的第(p，q)个Cell的判决区域Rpq内，以便于将信道衰落引入的幅值和相位变化的消除，使原始信息比特可由非相干解调的方式来恢复。
作为一个可以实现的实施方式，所述将所述每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集，包括：对所述每一个张量块项的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化，则第j个实数维度上的网格坐标量化集Aj为：
其中，Bj为所述第j个实数维度上的网格坐标量化集Aj能够表示的比特数。以此，可以提升单位频谱资源上承载信息比特数，实现相同大小资源块上承载更多信息，提升频谱效率。
作为一个可以实现的实施方式，所述对所述每一个张量块项的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化，包括：采用格雷码与十进制坐标相互转换，对所述每一个张量块项的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化。以此，可以实现对张量的块项进行网格坐标量化。
作为一个可以实现的实施方式，所述将所述欧式空间网格坐标的量化集映射至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号，包括：确定从所述第j维度上的网格坐标量化集Aj到星座图符号的映射的像空间
其中，V是Grassmann流形上分区的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区索引的集合；所述像空间是由V个不同的分区拼接而成，每个分区是围绕基准点按照距离形成的点集合；确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号的映射规则；根据所述映射规则将所述第j维度上网格坐标的量化集Aj至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号。以此，可以实现张量块项耦合高维Grassmann星座图的高效调制编码，信息比特到星座图坐标的映射依然有自由度，可以进行进一步的优化设计，对信道资源分配提供了更高的自由度。
作为一个可以实现的实施方式，所述确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号的映射规则，包括：对所述Grassmann流形进行切割，得到V个分区；确定所述V个分区中每个分区的基准点的坐标为gpq；根据所述基准点的坐标gpq的下标确定星座图符号所在的分区的位置索引为所述星座图的第(p，q)个分区；确定所述第(p，q)个分区的判决区域，所述判决区域为距离所述基准点坐标gpq最近的点集合所在区域。以此配合张量的块项形式，采用与其耦合的高维Grassmann星座图进行调制，实现相同大小资源块上承载更多信息，提升频谱效率。
作为一个可以实现的实施方式，所述在基于先导序列确定信道的时频资源块上发送所述调制信号之后，包括：所述调制信号在所述信道的时频资源块上与同一组的多个用户终端的信号叠加，形成复合信号。以此，利用资源分块和用户终端分组的方式可以支撑大规模接入。
作为一个可以实现的实施方式，在所述基于先导序列确定的信道的时频资源块上发送所述调制信号之前，包括：响应新空口的上行免授权调度信令发送所述先导序列。以此，采用上行免授权接入，实现随机接入用户终端的实时调度。
第二方面，本申请实施例提供的一种无线通信方法，应用于多天线的接收端，所述方法包括：在信道的时频资源块上接收调制信号；所述信道的时频资源块为基于先导序列确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块；所述先导序列用于确定所述单用户终端的分组；对所述调制信号解调，获得星座图符号；根据所述星座图符号在星座图的分区的判决区域进行逆映射，确定欧式空间网格坐标的量化集；所述星座图为L维Grassmann流型其中T为所述高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数；将所述欧式空间网格坐标的量化集转换为至少两个张量块项；所述至少两个张量块项中的每一个张量块项为L列的复数矩阵；在所述每一个张量块项中消除导频信息，所述导频信息用于确定所述张量块项限定在星座图的分区的判决区域内；将所述两个张量块项中的每一个张量块项解码恢复为所述单用户终端的原始信息。以此，实现了对现有mMTC场景大规模多址接入技术向多维张量块项编码和高维Grassmann星座图的延伸，对现有技术中基于张量的非相干调制解调方式进行改进，提升大规模接入的速率和可靠性，并对信道资源分配提供了更高的自由度；可作为5G通信网络下新的无线通信信号调制解调标准，是新空口(NR)潜在推标方向。
作为一个可以实现的实施方式，所述在信道的时频资源块上接收调制信号之前，包括：接收在所述信道的时频资源块上面传输的复合信号，所述复合信号为所述信道的时频资源块上同一组的多个用户终端的信号叠加起来获得信号；对所述复合信号解调获得同一组的多个用户终端中每个单用户终端的调制信号。以此，通过分组并行解调算法，在各个分组资源块上利用多核处理器并行进行解调，实现并行解调与分组调度的结合，使信道时频资源可以以较小的粒度进行分配，在接收机引入多核并行处理方式，进一步降低实际运算时间。
作为一个可以实现的实施方式，所述对所述调制信号解调，对所述调制信号解调，获得星座图符号，包括：对所述调制信号解调，至少获得旋转张量块项所述旋转张量块项为星座图符号ci，k经过旋转放缩获得；其中Q为旋转放缩矩阵；k为用户终端标识；根据所述旋转张量块项和所述旋转放缩矩阵Q确定所述星座图符号ci，k。以此，将高维Grassmann星座图和张量块项调制解耦，对现有技术中基于张量的非相干解调方式进行改进，提升了频谱效率；可作为新空口(NR)潜在推标方向。
作为一个可以实现的实施方式，所述根据所述旋转张量块项和所述旋转放缩矩阵Q确定所述星座图符号ci，k，包括：从所述旋转张量块项中提取所述旋转导频信息恢复出分区的位置索引；确定所述旋转放缩矩阵Q，所述旋转放缩矩阵Q为二阶可逆矩阵；根据所述旋转放缩矩阵Q确定核矩阵QQH以及各行的Frobenius范数变换关系；根据所述述分区的位置索引、核矩阵QQH以及各行的Frobenius范数变换关系消除旋转效应和信道衰落引入的幅值变化，获得星座图符号ci，k。以此，在解调端利用Grassmann星座图的旋转不变性进行解调，通过提取导频信息，消除信道衰落的影响，获得星座图符号ci，k。
作为一个可以实现的实施方式，所述根据所述星座图符号在所述星座图的分区的判决区域进行星座图逆映射，确定欧式空间网格坐标的量化集，包括：确定从所述星座图符号c到第j维度上的网格坐标量化集Aj的逆映射的像空间
其中，V是Grassmann流形上分区的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区索引的集合；所述像空间是由V个不同的分区拼接而成，每个分区是围绕基准点按照距离形成的点集合；确定星座图符号所在的分区的判决区域；根据所述分区的判决区域确定所述星座图符号到网格坐标量化集Aj的逆映射规则；根据所述逆映射规则确定所述星座图符号对应的第j维度上欧式空间网格坐标的量化集Aj。以此，可以实现张量块项耦合高维Grassmann星座图的高效解调；将星座图符号的网格坐标到信息比特的逆映射依然有自由度，可以进行进一步的优化设计；对信道资源分配提供了更高的自由度。
作为一个可以实现的实施方式，所述根据所述分区的判决区域确定的所述星座图符号到网格坐标量化集Aj的逆映射规则为：将旋转放缩矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积：即以此，在解调端利用旋转放缩矩阵Q进行解调以消除旋转放缩变形和信道衰落的影响。
作为一个可以实现的实施方式，所述根据所述逆映射规则确定所述星座图符号对应的第j维度上欧式空间网格坐标的量化集Aj，包括：将旋转放缩矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积；根据范数归一化矩阵和所述一个对角阵和一个酉矩阵的乘积恢复出网格坐标编码的信号向量ti，网格坐标编码的信号向量ti是张量块项Xi，k中的数据项；根据信号向量ti计算逆变换恢复出第j维度上网格坐标的量化集Aj。以此，可以恢复出第j维度上网格坐标的量化集Aj，以便实现原始传输数据的恢复，利用星座图的旋转不变性和非相干解调算法实现多个资源块上不同信道衰落的抵消；解决用户终端与资源块的匹配问题。
作为一个可以实现的实施方式，所述将所述欧式空间网格坐标的量化集转换为两个张量块项中的每一个张量块项，包括：根据所述每一个张量块项Xi，k的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化的算法：
反向换算第j维度上的网格坐标量化集Aj对应的Bj，Bj为所述第j维度上的网格坐标量化集Aj能够表示的比特数；将所述欧式空间网格坐标的量化集Aj转换为所述两个张量块项中的每一个张量块项。以此，可以提升单位频谱资源上承载信息比特数，实现相同大小资源块上承载更多信息，提升频谱效率，块项分解和用户终端分组的结合使解调过程对信道的时变和频选效应更加鲁棒。
作为一个可以实现的实施方式，所述方法还包括：发布新空口的上行免授权调度信令；根据所述用户终端返回的先导序列确定用户终端分组；根据用户终端分组分配信道的时频资源块；在所述信道的时频资源块上接收所述调制信号。以此，通过上行免授权接入可以实现随机接入用户终端的实时调度，通过采用小资源块分组的方式，可以提升接入用户终端数，降低解调的时间复杂度，降低单用户终端平均解调错误概率。
附图说明
为了更清楚地说明本说明书披露的多个实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本说明书披露的多个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
下面对实施例或现有技术描述中所需使用的附图作简单地介绍。
图1为背景技术提供的张量CP分解示意图；
图2为背景技术提供的稀疏回归编码示意图；
图3为上行大规模随机接入系统框图；
图4为第一方案提供的信息拆分与张量符号构成示意图；
图5为第二方案提供的网格坐标与Grassmann星座图符号示意图；
图6为本申请实施例提供的方法中发射端—接收端端到端模型示意图；
图7为本申请实施例提供的方法中发射端的功能模块框图；
图8为本申请实施例提供的方法中发射端的工作流程图；
图9为本申请实施例提供的方法中张量块项分解示意图；
图10为本申请实施例提供的方法中用户终端BCH码字到张量块项调制示意图；
图11A为本申请实施例提供的方法中NR支持的上行免授权调度模式1的信令流程图；
图11B为本申请实施例提供的方法中NR支持的上行免授权调度模式2的信令流程图；
图12为本申请实施例提供的方法中用户终端分组与时频资源块分配示意图；
图13为本申请实施例提供的方法中多天线接收端的功能模块框图；
图14为本申请实施例提供的方法中多天线接收端的工作流程图；
图15为本申请实施例提供的方法中张量快项分解算法迭代次数仿真结果对比图；
图16为本申请实施例提供的方法中大规模上行多址接入场景下张量块项分解结合迭代检测结果对比图；
图17为本申请实施例提供的方法中大规模上行多址接入场景下用户终端分组和时频资源块切分相结合检测结果对比图。
具体实施方式
为了使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。
在本申请实施例的描述中，“示例性的”、“例如”或者“举例来说”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”、“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”、“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
在本申请实施例的描述中，术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，单独存在B，同时存在A和B这三种情况。另外，除非另有说明，术语“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个系统是指两个或两个以上的系统，多个终端是指两个或两个以上的终端。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
在本申请实施例的描述中：
用户终端或用户设备(user equipment，UE)，包括5G UE，支持5G移动通信标准的UE或终端，例如，智能手机，平板电脑等，或者手持设备，或者其它5G UE或终端。
基站，包括5G gNB，是下一代移动通信系统里的基站设备，或传输和接收端(transmission and reception point，TRP)，或其它5G接入网的网络设备(如微基站)。在本申请中基站gNB为多天线的接收端。
子载波(sub-carrier),为可分别承载不同用户终端的信道资源，一般为相互正交的关系，如子频带、时间窗或者扩频序列；在新空口(NR)中，为提升信道使用效率，也会引入非正交的子载波。
信道：就是指传送信息的通道。
免授权(grant-free),为用户终端接入信道时，无需提前向基站(gNB)发送信令进行申请，可以直接发送数据的机制。
无源随机接入(unsourced random access),为在免授权接入中，如基站(gNB)不预先分配子载波，而是通过预先设计码本等方式由用户终端随机抽取子载波进行接入。
用户终端分组调度,为在上行或下行调度中，由基站(gNB)采用下行控制信息(downlink control information，DCI)信令进行大量用户终端的分组以及与信道时频资源块(resource block，RB)的匹配。
星座图，为用户终端实际传输时发送的信号，由码字中的0-1比特通过坐标映射产生，一般为一个复平面上的散点集。
复平面，(complex plane)是用水平的实轴与垂直的虚轴建立起来的复数的几何表示。
张量,是一个量,在不同的参考系下按照某种特定的法则进行变换,是矢量概念和矩阵概念的推广,例如标量是零阶张量,矢量是一阶张量,矩阵(方阵)是二阶张量,而三阶张量则好比立体矩阵。
张量分解，为对张量形式的数据提取低秩信息的方式，主要有典型多元数分解(CPD)、图克(Tucker)分解等，可与矩阵的奇异值分解(Singular Value Decomposition，SVD)类比。
BCH编码,取自Bose、Ray-Chaudhuri与Hocquenghem的缩写，是一种编码方法。
下面结合附图介绍与本申请相关的技术方案。
第一方案是基于张量CP分解的信号调制解调方案。
该方案用到的数学符号及定义参考表1：
表1
根据定义，一个张量的典型多元数形式为：
其中xi，k构成该张量的每一阶向量，d为张量的阶数，K为大于1的自然数，k的取值为1，2，…，K；通过对它们连续进行克罗内克(Kronecker)积运算，可以将原有各向量展成一个d阶张量。当K个这样的张量相互叠加时，可以得到一个标准的张量CP形式。如果对于一个张量，可以表达成CP形式的参数K最大值为Kr，则称上式为张量的CP秩分解，其秩为Kr。代表子星座图集合。
在第一方案中，首先采用BCH编码将原始信息的比特数据增加冗余，如图4所示，将长度为B比特的有效载荷增加冗余，得到长度为B+BBCH比特的码字(codeword)。通过将长度为B+BBCH比特的码字拆分成多个分段，每一段码字根据星座图映射为一个复数向量xi，k(i＝1，2，...，d)，即符号坐标。接下来，该方案利用向量的Kronecker积来构建张量的CP形式，以此形成每个用户终端所传的数据的星座图符号，则用户终端k所传的数据的星座图符号sk为：
对于单天线用户终端、多天线接收机(N个天线)的通信系统，每个用户终端所传的数据都会在接收端形N个副本，即用户终端k所传的数据张量还会增加一个新的维度，其反映了多天线所提供的分集(diversity)，生成的带有信道衰落效应的新张量为：
基于分配的信道时频资源块大小，当其资源粒子(resource element，RE)数目不少于星座图符号sk的总维数时，用户终端码字可以完整的在此时频资源块上传输。同时，由于张量特殊的稀疏性和正交性，可以将大量用户终端的码字叠加在同一时频资源块上面进行传输。接收机利用张量分解算法进行信号恢复。
根据无线信道的噪声特性，接收机收到的信号可以表达如下：
其中y为接收端获得的多用户终端带噪信号的张量，实际实现方式是将高维度的张量(不包含天线维度N)平铺在二维的时频资源块上面，每个天线收到的均为该时频资源块经过不同的增益下的一份副本。无线信道的加性高斯白噪声可以表达为一个噪声张量w。因此，将接收机所有天线的数据拼接起来并适当调整维数，可以恢复出一个完整的带噪信号的张量
从接收机角度，需要对带噪信号的张量y进行CP分解来恢复出用户终端k原本传输的数据的星座符号。为实现顺利解调，张量y需满足下述CP分解唯一性条件：
其中：
其中：
针对无噪张量的分解，此唯一性条件为充分条件。理论上当张量维度(T1，T2，...，Td，N)和张量秩Ka满足不等式时，构成张量的每一阶和每一个秩的元素xi，k，hk均可唯一恢复出来。实际中，由于信道引入的加性白噪声、接入用户终端数目增多(秩Ka增加)引发的相互干扰效应以及张量分解算法在非凸问题下会收敛到本地最优的问题，接入固定数量的用户终端往往需要比唯一性条件更加充裕的张量维数分配来增加稀疏性，以提升解调可靠性。
第一方案基于张量CP形式的调制导致信号的稀疏性强，因此信号在时频资源块上面冗余度大，频谱效率低；由于该方案采用非相干解调，基于上面提到的张量信号稀疏性，需要一次性调度较大的信道时频资源。因此，需要假设信道增益在较大的时域和频谱范围内保持不变，对于实际信道较为严苛，限定了使用场景。
第二方案提供了一维Cube-Split星座图，为了结合第一方案的张量CP分解实现非相干解调，需要对用户终端所传信号的星座图进行特殊设计。第二方案采用了Grassmann流型理论，构建了旋转不变的星座图，可用于信道衰落效应和传输过程中相位偏移的抵消，细节如下。
第二方案用到的数学符号及定义参考表2：
表2
根据定义，一维Grassmann流型可表达为一个商集(quotient set)：
其中等价关系“～”的定义是
因此，一维Grassmann流型代表一个T维复数空间将所有旋转后重合的向量放到一类，分类完成后的类空间，Q为旋转矩阵。
在此基础上，构建了Grassmann球面，其上所有的星座图码本都是由单位范数的星座图符号来构成的。为了便于对Grassmann球面上的信息进行解调，该方案采用了立方体分裂的方式，将球面切分成多片分区(Cell)，每个分区由欧式空间里的网格坐标映射而成，如图5所示。
基于CP分解的三阶张量调制解调中，信号向量占用的阶数d＝3，即:
Grassmann流型的复数维度为d-1＝2，即2(d-1)＝4个维度。其中每阶向量xi，k(即一个星座图符号)的具体生成方式如下：
S1，对每个维度，分别进行网格量化，其中，每个复数维度包括实部和虚部，共4个坐标轴，则第j个维度上的量化坐标集合Aj为：
S2，确定星座图(Constellation)，该星座图为从欧式空间网格坐标到星座图符号的映射的像空间
式中V是Grassmann星座图中分区(cell)的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区index的集合，a为第j个维度上的量化坐标集合Aj中的一个网格坐标。整个星座图的像空间可以认为是由不同的分区拼接而成，即：
式中每个分区Si是围绕各个基准点按照距离形成的集合
ζi是第i个分区Si的中心点，空间中的各点通过比较与不同ζi的距离来决定属于哪个分区(Cell)。
S3，下面确定映射gi：即每个Cell内由网格坐标生成星座图符号的规则。则：
其中t＝[t1 t2...td-1]＝ξd-1(a)＝[ξ1([a1a2]′)...ξ1([a2d-3a2d-2]′)]′，ξ1的作用是调节每个符号的幅值，使得其模值恒小于1，以避免映射gi(a)输出的符号超出第i个Cell的范围Si；“′”表示转置运算；t的第j个元素tj＝ξ1([a2j-1a2j]′)，1≤j≤d-1满足：
其中，为高斯分布列累积分布函数的逆函数(CDF)。
S4，解调时，先利用CP分解算法，例如ALS算法，对接收端接收到的带噪信号张量进行分解，得到恢复出的各阶张量和
S5，恢复的张量项由于是带噪恢复，可能不在星座图上，进行两步解调：(1)判断符号所处的Cell；(2)利用参考信号进行归一化，消除衰落(Fading)信道引入的相位差影响。例如，对于星座图符号x1，k，其生成公式为：
根据前文对tj的定义，|tj|＜1恒成立。因此可以通过寻找向量模值最大元的方式来得到Cell的位置索引(Index)。另外，因为已知原始符号(Symbol)中该最大元为“1”，因此在恢复出的张量符号中，可以以此元素为基准进行归一化，消除信道引入的增益和相移。对归一化的符号进行逆映射可以得到原始的量化网格坐标a。
在第二方案中一维Grassmann星座图上面Cell的数量受到符号向量x1，k，x2，k，x3，k的维数限制；一维Grassmann星座图符号承载信息量小，频谱资源未能充分利用。
下面结合附图和实施例对本申请的技术方案进行详细说明。本申请实施例提出的无线通信方法以面向Beyond 5G/6G未来通信网络为启发，针对新空口(NR)的机器通信(MTC)场景进行性能提升。本申请实施例提出的无线通信方法是对上述mMTC场景大规模多址接入技术中一维张量编码和一维Grassmann星座图的延伸。能够提升大规模接入的速率和可靠性，并对信道资源分配提供了更高的自由度。
本申请实施例提供的无线通信方法应用于大规模机器通信(mMTC)场景，包括无线传感器网络、分布式电网、智能交通等，大规模机器通信场景下同时接入的大规模潜在用户终端，具有少量业务、随机激活的特性。
本申请实施例提供的无线通信方法应用于室内工业控制网络、室外移动用户终端设备场景，在超可靠低延迟通信(URLLC)方面，又称关键MTC(cMTC)，能够平衡时延和提高可靠性，通过资源调度和编码以及重传机制的优化提升性能。
本申请实施例提出的无线通信方法，在发射端，基于张量块项(block-termtensor，BTT)耦合高维Grassmann星座图进行编码调制；包括：根据单用户终端的原始信息获得两个张量块项；两个张量块项中的每一个张量块项为一个L列的复数矩阵；在每一个张量块项中添加导频信息；导频信息用于确定张量块项限定在星座图的第(p，q)个分区的判决区域内；星座图为L维Grassmann流型其中T为高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数；将每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集；将欧式空间网格坐标的量化集映射至星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号；根据星座图符号获得调制信号；基于先导序列在信道的时频资源块上发送调制信号；先导序列用于确定单用户终端的分组；信道的时频资源块为根据单用户终端的分组确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块。
图6为本申请实施例提供的方法中发射端—接收端端到端的通信模型示意图。如图6所示，端到端的通信模型包括单天线发射机61和多天线接收机62。
在发射端，通过对单用户终端的数据序列进行BCH编码和高维Grassmann映射，生成张量块项的星座图符号，通过单天线发射机61发射调制信号。
在接收端，多天线接收机62接收单天线发射机61发射的采用张量块项调制(block-term tensor-based modulation，BTT-BM)的星座图符号与多用户终端的信号叠加的复合信号，对复合信号中每个用户终端的调制信号进行张量块项分解(block-termdecomposition，BTD)，Grassmann反映射，最后在通过BCH解码，获得恢复的原始数据序列。
由上述可知本申请实施例提供的方法的改进在于改变信号在物理层的编解码与调制解调方案。对于编解码方式的调整反映在发射机和接收机的流程中，对资源分配方式的调整反映在接收机的调度流程中。
图7为本申请实施例提供的方法中发射端的功能模块框图。如图7所示，其中一个用户终端的发射机功能模块框图包括：
信道编码模块71，用于对单用户终端的原始信息进行冗余编码，得到BCH码字。
符号拆分模块72，用于将BCH码字切分，调制为至少两个张量块项；其中两个张量块项中的每一个张量块项为L列的复数矩阵，L为大于1的自然数。
星座图符号生成模块73，用于在每一个张量块项中添加导频信息；导频信息用于确定所述张量块项限定在星座图的第(p，q)个分区的判决区域内，将每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集；对欧式空间网格坐标的量化集进行Grassmann星座图映射，确定对应的星座图符号；根据所述星座图符号获得调制信号；其中星座图为L列的复数矩阵对应的L维Grassmann流型其中T为L维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数。
先导序列确定模块74，用于随机抽取的先导序列，返回至接收端。
发送模块75，用于在时频资源块上发送调制信号；其中时频资源块由接收端根据先导序列对多个用户终端分组后分配资源块获得。
本申请实施例提供的无线通信方法中在发射端的工作流程中用到的数学符号及定义如表3。
表3
图8为本申请实施例提供的方法中发射端的工作流程图，如图8所示，对于第k个用户终端，对原始信息调制编码，可以通过执行以下步骤S11-S15实现。
S11,对单用户终端的原始信息进行冗余编码，获得BCH码字。
在一个可以实现的实施方式中，可以对用户终端k的长度为B的原始信息进行信道编码来增加冗余。示例性地，可以采用Bose–Chaudhuri–Hocquenghem(BCH)编码添加BBCH个冗余比特位，形成一个长度为B+BBCH比特的BCH码字。
S12，将BCH码字切分，调制为两个张量块项；两个张量块项中的每一个张量块项为L列的复数矩阵，L为大于1的自然数。
在一个可以实现的实施方式中，步骤S12可以通过以下步骤S121-S122实现。
S121，将BCH码字拆分为两个长度分别为和的子码字，则有：
S122，将两个长度分别为和的子码字分别调制为二个L列的复数矩阵，可以将L列的复数矩阵记为张量块项Xi，k。
S13，在每一个张量块项中添加导频信息；导频信息用于确定张量块项限定在星座图的第(p，q)个分区的判决区域内；该星座图为L维Grassmann流型其中T为所述高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数。
在一个可以实现的实施方式中，可以对两个张量块项中的每一个张量块项的第p和第q行分别赋值，确定导频信息(Pilot)；该导频信息用于将每一个张量块项限定在第(p，q)个分区的判决区域内。
在一个可以实现的实施方式中，可以对张量块项Xi，k添加导频信息，以使该块项符号限定在一个特定的第(p，q)个分区的判决区域Rpq内。添加导频信息的方式为将对张量块项的第p行元素mp和第q行元素mq分别赋值：
其中z为一个大于的固定常数，其中这样可以保障这两行的模在整个张量块项的各行中为最大。
S14，将两个张量块项中的每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集。
在一个可以实现的实施方式中，可以基于步骤S122获得的二阶张量块项进行转换，则步骤S13可以通过以下步骤S141-S143实现。
S141，定义单用户终端k的调制信号sk占用的阶数d＝2，sk＝X1，kX′2，k，Xi，k为一个张量块项,i＝1，2，X′2，k为X2，k的转置矩阵。
S142,如图9所示，确定Ka个用户终端的复合信号的表达式为:
式中，用户终端k的调制信号sk可以基于二阶张量块项分解。需要理解的是，在复合信号中每一个加数(类比CP分解的每一个秩)都是由两个张量块项X1，k和X′2，k的Kronecker乘积和一个信道衰落向量hk的外积展成的一个张量。
S143，每个张量块项Xi，k的欧式空间网格坐标的复数维度为T-1，实数维度为2L(T-L)个。对张量块项Xi，k的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化，则第j维度上的网格坐标量化集为：
S15,将欧式空间网格坐标的量化集映射至星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号。
在一个可以实现的实施方式中，可以根据欧式空间网格坐标量化集将张量块项Xi，k映射为为一个子星座图符号c，则
在一个可以实现的实施方式中，定义T为Grassmann流形所在的原始欧氏空间的维度，T>1，T可以根据物理层协议及调制阶数等参数来配置，在实际通信中是一个提前选定的整数。高维星座图(Constellation)为从欧式空间网格坐标到星座图符号的映射的像空间：
式中，c为星座图符号；V是分区(Cell)的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区索引(cell index)的集合。整个像空间由不同的分区拼接而成，即：
其中，Si为每个分区，Si是围绕各个量化点按照距离形成的点集合，即：
在一个可以实现的实施方式中，可以确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号的映射规则；根据映射规则确定第j维度上网格坐标的量化集Aj对应的星座图符号。
在一个可以实现的实施方式中，可以确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号c的映射规则gi：即每个分区内由量化的网格坐标Aj生成子星座图符号c的规则。对于第k个用户终端的第i个子星座图符号ci，k，以张量块项的列数L＝2为例，步骤S15通过以下步骤S151-S156实现。
S151，设定L＝2列的张量块项Xi，k对应的Grassmann流型对该流型进行切割，得到V个分区。
示例性地，可以将切分为个分区。
S152，确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号的映射规则。在一个可以实现的实施方式中，步骤S152通过以下步骤S1521-1523实现。
S1521，确定V个分区中每个分区的的一个基准点的坐标为gpq，其坐标表达式如下：
S1522，根据距离其最近的基准点坐标gpq确定星座图符号ci，k所在的分区为第(p，q)个分区。
示例性地，对于个分区，可以采用一个有序数对(p，q)来表达该分区的下标。
在一个可以实现的实施方式中，可以根据基准点的坐标gpq的下标确定星座图符号c在的分区为第(p，q)个分区。
S1523，确定第(p，q)个分区的判决区域，该判决区域为距离基准点坐标qpq最近的点集合所在区域。
示例性地，对于第(p，q)个分区，根据上面公式给定的基准点gpq，它的判决区域Rpq可表示为：
S153，根据所述映射规则将所述第j维度上网格坐标的量化集Aj映射至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号。
在一个可以实现的实施方式中，则在判决区域Rpq内，第(p，q)个分区中，张量块项X1，k映射的星座图符号c1，k的如下：
其中(p，q)为张量块项X1，k映射的基准点的坐标g1(a)所在分区的下标。
示例性地，将单用户终端码字按照图10所示进行拆分，获得两个子码字。参考前述步骤S11-S12,此处不再赘述。将拆分后的两个子码字形成两个张量块项的数据结构，通过上述步骤S14所述的映射规则产生两个星座图符号，即Rpq中的两个个元素。对于长度为比特的第一子码字，取第一子码字的前个比特位存放星座图分区的下标(p，q)，则后面个比特长度均分为2L(T-L)个部分。
示例性地，定义T＝3,即Grassmann流形所在的原始欧氏空间的维度为3，L＝2，则第一子码字的前2比特位存放星座图分区下标(p，q)。后面个比特可以采用二进制格雷码与十进制坐标相互映射，以Bj＝3比特为例，映射规则如表4：
表4
将此2L(T-L)维坐标两两组合为一个L(T-L)维的复数坐标,则t的第(j，l)个元素由下式生成：
其中参数tl为星座图符号中的实际数据元素，每个由网格坐标经变换生成。
S16，根据星座图符号获得调制信号；基于先导序列在信道的时频资源块上发送调制信号；先导序列用于确定单用户终端的分组；信道的时频资源块为根据单用户终端的分组确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块。
在基于先导序列在信道的时频资源块上发送该调制信号之后，同一组的多个用户终端的调制信号叠加起来，形成复合信号，在第n个时频资源块上面传输所述复合信号，n为自然数。
示例性地，可以将多个用户终端的调制信号叠加起来，耦合信道衰落信号，则信道上实际传输的多用户终端的复合信息为：
在大量用户终端的上行接入中，由于用户终端规模庞大，并且其传输行为激活具有随机性，采用传统的基于授权的上行调度将会产生大量的用户终端上行信令来申请接入。庞大的信令开销对于通信时延、频谱效率以及基站的处理能力都是巨大的开销。为了与实际无线通信系统相契合，实现大量用户终端的高效可靠接入，本申请实施例提供的一种无线通信方法，根据新空口(NR)的上行免授权调度机制和用户终端分组的机制发送信号。
图11A为本申请实施例提供的方法中NR支持的上行免授权调度模式1的信令流程图。如图11A所示，基站通过广播RRC信令配置参数，包括上行调度周期、时域资源分配、频域资源分配等参数，用户终端(UE)接收基站广播的RRC信令根据其参数进行周期性传输,直到基站(gNB)在下行控制信道(PDCCH)发送新的DCI信令来激活用户终端或调整参数。
图11B为本申请实施例提供的方法中NR支持的上行免授权调度模式2的信令流程图。如图11B所示，将公共参数和传输参数分别配置，基站首先广播RRC信令对上行调度周期等公共参数进行赋值。此时，用户终端(UE)并不立即开始发送，而是等待基站在下行控制信道(PDCCH)发送DCI信令指示上行的用户终端进行激活，并配置传输参数进行时频资源分配，然后在分配的时频资源上开始周期性传输过程。
在上述模式1、2中，基站均可在下行控制信道(PDCCH)随时发送新的DCI信令重新配置参数，包括上行调度周期、时域资源分配、频域资源分配等参数。
与基于张量CP分解的方案不同，本申请实施例提供的无线通信方法在发射端采用张量块项分解的结构调制传输信号，导致其允许接入的用户终端数随时频资源块(RB)大小增长较慢。因此，本申请实施例提供的无线通信方法，在基站端(多天线接收端)将时频资源块根据用户终端数量拆分成多组，将激活的用户终端均分到各组中。
图12为用户终端分组与时频资源块分配示意图。如图12所示，在不同的时域(time轴)和频域范围(frequency轴)内对时频资源块切分，基站既能获得块项分解结构对频谱效率等性能的提升，又能避开其在接入用户终端数量方面的劣势，可以持续地支持大规模多用户终端接入。
在无线通信系统中，由于无源随机接入中基站无法获得用户终端的ID信息，因此需要选择其他的用户终端分组依据。
在一个可以实现的实施方式中，基站采用先导序列(Preamble)作为用户终端分组依据，通过以下步骤S21-S23进行时频资源块(RB)分配。
S21,每个用户终端在当前基站的小区内初次激活时，从固定码本中随机抽取先导序列反馈给基站。
在一个可以实现的实施方式中，基站广播固定码本给用户终端，用户终端在初次激活时从存储的固定码本中随机抽取先导序列反馈给基站。
S22,基站获得多个用户终端反馈的先导序列，根据每个用户终端反馈的先导序列的相关性确定用户终端的分组。
需要理解的是，本申请提供的无线通信方法是一种非相干解调方案，先导序列和信道估计无关，因此用户终端在先导序列上的碰撞对传输性能并无影响。
S23,基站根据用户终端的分组情况进行时频资源块(RB)分配，通过以下步骤S231-S235实现。
S231，基站确定用户终端数量与调度参数相关性。
一般来说，每个时频资源块(RB)的大小相同，根据需求可以选取不同数量的时频资源块对用户终端信息进行承载。
在一个可以实现的实施方式中，基站对于接收到的复合信息进行张量块项分解，根据分解唯一性条件的限制，确定固定大小的时频资源块上承载的活跃用户终端数量的上界。
在一个可以实现的实施方式中，可以根据具体业务场景，估计用户终端激活的比例，以此估计总活跃用户终端数量，并可根据用户终端反馈的先到序列即时调整。
在一个可以实现的实施方式中，用户终端数量估计包括以下步骤S2311-S2312。
S2311，发布新空口的上行免授权调度信令，估计激活用户终端数下界Ka，total。
示例性地，可以根据上行免授权调度信令，获得调度用户终端的总数Ktot，如Ktot＝1000；然后，确定激活比，根据激活比和调度用户终端的总数估计激活用户终端数下界，如当激活比为10％，则估计激活用户终端数下界为Ka，total＝1000×10％＝100。
S2312,根据张量块项分解唯一性条件，估计单时频资源块(RB)上激活用户终端数Ka，R的上界。
示例性地，根据张量块项分解唯一性条件，可以得知张量秩同张量维度之间的不等式关系，其中张量秩指示活跃用户终端数，则估算单时频资源块(RB)上激活用户终端数量上界Ka为：
或
其中N为接收天线数；张量块项的行维度T1，T2需要满足即每个用户终端的调制信号的张量块项维度不得超过其所在时频资源块(RB)中资源粒子(RE)数目#RE；其中L为张量块项的列维度，如L＝2。求解上述不等式可估算出单时频资源块(RB)上激活用户终端数量上界Ka，RB。
S232，根据用户终端返回的先导序列确定用户终端分组，分配信道的时频资源块。
在一个可以实现的实施方式中，基站(gNB)可以根据激活用户终端数量上界与调度参数的相关性，对可以调度的时频资源块(RB)总数进行调整，基于需求合理性进行资源块分配。
由于激活用户终端数量将影响包括调度周期、具体时频资源块分配在内的各项参数，因此将会触发RRC和DCI信令。
在一个可以实现的实施方式中，基站可以根据时频资源块(RB)总数和激活用户终端数量进行时频资源块分配，触发RRC和DCI信令，指示上行的用户终端在配置的时频资源块的信道上周期性传输用户终端的调制信号。
S24,在配置的信道的时频资源块上接收调制信号。
在一个可以实现的实施方式中，多用户终端的调制信号在该时频资源块(RB)上通过叠加的方式构成复合信号y(u)，而张量块项分解的意义在于对此复合信号y(u)进行拆分，并得到初步恢复的张量块项
然而，由于块项分解的唯一性(essential uniqueness)定义复合信号y(u)中各加数项存在顺序交换、标量放缩，以及构成张量块项的复数矩阵间的可逆线性变换，因此初步恢复的张量块项和该时频资源块(RB)传输的原始张量块项Xi，k映射的星座图符号之间并不能实现直接匹配。
基于此，针对发射端编码的调制信号，本申请实施例提出一种无线通信方法，在多天线接收端(基站)，基于导频信息进行星座图符号恢复。其中，接收端作为发射端的逆过程，通过张量块项分解的数值算法和Grassmann星座图符号逆运算来对调制信息进行解调。
本申请实施例提出的无线通信方法，在多天线接收端采用用户终端分组和多核并行解调算法，利用复杂度分析，选用张量块项分解数值算法解调。本申请实施例中的多天线接收端包括上述实施例中的基站。
图13为本申请实施例提供的方法中多天线接收端的功能模块框图。如图13所示，接收端包括以下功能模块：
多天线接收模块31，用于在配置的单时频资源块(RB)上接收多用户终端的复合信号。
张量块项分解模块32，用于对单时频资源块上的多用户终端的复合信号进行解调，获得获得星座图符号。
星座图逆映射模块33，用于根据获得星座图符号进行Grassmann星座图符号逆映射，获得所述星座图符号对应的欧式空间网格坐标的量化集，所述星座图符号对应的欧式空间网格坐标的量化集，根据所述两个L列的复数矩阵叠加，获得BCH码字。
BCH解码模块34，用于BCH码字进行BCH解码获得还原原始信息。
迭代检测解调模块35，用于进行迭代检测复合信号逐条输出解调原始信息。
本申请实施例提出的无线通信方法，应用于多天线接收端，该方法包括：基于先导序列在信道的时频资源块上接收调制信号；先导序列用于确定单用户终端的分组；信道的时频资源块为根据单用户终端的分组确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块；对调制信号解调，获得星座图符号；根据星座图符号确定欧式空间网格坐标的量化集在星座图的分区的判决区域；根据星座图的分区的判决区域进行星座图逆映射，获得星座图符号对应的欧式空间网格坐标的量化集；星座图为L维Grassmann流型其中T为高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数；将欧式空间网格坐标的量化集转换为两个张量块项中的每一个张量块项；两个张量块项中的每一个张量块项为L列的复数矩阵；在每一个张量块项中消除导频信息；导频信息用于确定张量块项限定在星座图的分区的判决区域内；将两个两个张量块项中的每一个张量块项解码恢复为单用户终端的原始信息。
其用到的数学符号和定义参考表5。
表5
图14为本申请实施例提供的方法中多天线接收端的工作流程图。如图14所示，对于多天线接收端，对单时频资源块上接入的多用户的复合信号解调，可以通过执行以下步骤S41-S45实现。
S41,在信道的时频资源块上接收调制信号；该时频资源块是根据先导序列确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块，其中先导序列用于确定单用户终端的分组。
在一个可以实现的实施方式中，对于调度到某个时频资源块(RB)上的第u组用户终端，其通过无线信道接收到的复合信号y(u)为：
其中w(u)为无线信道引入的加性高斯白噪声。
在一个可以实现的实施方式中，接收在第n个时频资源块上面传输的复合信号，复合信号为同一组的多个用户终端的信号叠加起来获得的信号；对复合信号解调获得同一组的多个用户终端中每个用户终端的调制信号。
S42,对调制信号解调，获得星座图符号。
在一个可以实现的实施方式中，步骤S42可以通过以下步骤实现。
S421,对调制信号解调，得到初步恢复的第i个旋转张量块项和信道衰落向量，i＝1，2；初步恢复的第i个旋转张量块项为原始的张量块项Xi，k映射的星座图符号ci，k经过顺序交换、标量放缩、以及构成张量块项的复数矩阵间的可逆线性变换获得；其中Q为旋转放缩矩阵；k为用户终端标识。
S422,根据和旋转放缩矩阵Q确定星座图符号ci，k。
在一个可以实现的实施方式中，对于初步恢复的张量块项为方便辨别分区以及消除信道衰落引入的幅值变化和旋转效应，步骤S422可以通过以下步骤S4221-S4224实现。
S4221，确定旋转放缩矩阵Q，该旋转放缩矩阵Q为二阶可逆矩阵。
在一个可以实现的实施方式中，对于一个两列的张量块项，首先确定与原始张量块项的星座图符号c1，k间的旋转放缩矩阵Q为二阶可逆矩阵，即：
则有其中： 为未经归一化和去旋转效应的导频信息项，记为旋转导频信息
S4222，根据所述旋转放缩矩阵Q确定核矩阵QQH以及各行的Frobenius范数变换关系。
在一个可以实现的实施方式中，可以确定原始张量块项的星座图符号c1，k经过可逆矩阵Q旋转后，其各行的Frobenius范数变换关系为：
其中为一个矩阵或向量的Frobenius范数，为由核矩阵QQH加权的Frobenius范数。
S4223，确定核矩阵QQH，根据QQH具备Hermitian和半正定特性，当常数z的取值充分大时，例如：时，确定构成张量块项所在分区的下标的的两个行向量的旋转导频信息项旋转导频信息项依然会是初步恢复出的张量块项的两个Frobenius范数最大的行。
S4224，从初步恢复的旋转张量块项中提取旋转导频信息
S4225，确定旋转导频信息项在中的行位置，从行位置的调制信息中恢复出分区的位置索引为第(p，q)个分区,获得欧式空间网格坐标的量化集在星座图的分区的判决区域。
在一个可以实现的实施方式中，根据发射端的原始张量块项对应的星座图符号ci，k提取排在矩阵最前两行，即p＝1，q＝2的导频信息。星座图符号c1，k如下：
S4226，根据上述分区的位置索引、核矩阵QQH以及各行的Frobenius范数变换关系消除旋转效应和信道衰落引入的幅值变化，获得原始张量块项Xi，k映射的星座图符号ci，k。
S43,根据星座图符号在星座图的分区的判决区域进行星座图逆映射，确定欧式空间网格坐标的量化集；星座图为L维Grassmann流型其中T为高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数。
在一个可以实现的实施方式中，步骤S43可以通过以下步骤实现。
S431,确定从星座图符号ci，k到第j维度上的网格坐标量化集Aj的逆映射的像空间
其中，V是Grassmann流形上分区的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区索引的集合；像空间是由V个不同的分区拼接而成，每个分区是围绕基准点按照距离形成的点集合。
S432,确定星座图符号ci，k所在的分区的判决区域。
在一个可以实现的实施方式中，可以从星座图符号ci，k中提取导频信C；确定导频信息C在所述星座图符号ci，k中的行位置，从行位置的调制信息中恢复出分区的的判决区域为第(p，q)个分区。
S433,根据分区的判决区域确定所述星座图符号ci，k的到网格坐标量化集Aj的逆映射规则。
在一个可以实现的实施方式中，可以根据旋转放缩矩阵Q确定星座图符号c的到网格坐标量化集Aj的逆映射规则。
在一个可以实现的实施方式中，将二阶可逆矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积，即从而确定星座图符号ci，k到网格坐标量化集Aj的逆映射规则。
示例性地，根据张量块项符号的设计，可等效地将二阶可逆矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积，如下：
其中，N0为范数归一化矩阵；如前所述，ti是原始张量块项Xi，k中的实际数据项，是原始网格坐标处信息点在星座图上的球面坐标。
可以理解的是，等式中最右侧U是一个酉矩阵(unitary matrix)、Λ是一个对角阵，其成立是根据Schur分解的性质对于一个Hermitian矩阵总是存在一个酉矩阵(即UHU＝I)使其相似变换为一个对角阵。据此可以等效地将二阶可逆矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积，即从而确定星座图符号ci，k的到网格坐标量化集Aj的逆映射规则。
S434,根据逆映射规则确定所述星座图符号ci，k对应的第j维度上网格坐标的量化集Aj。
在一个可以实现的实施方式中，步骤S434可以通过以下步骤实现。
S4341，根据范数归一化矩阵恢复出网格坐标编码的信号向量ti，ti为张量块项Xi，k中的数据项。其中，范数归一化矩阵N0为：
因为酉矩阵U本身不影响计算各行的Frobenius范数，而对角阵的影响可以直接通过利用各列范数归一化来消除，因此二阶可逆矩阵Q引入的自由度可以完全由接收机自行消除，恢复出网格坐标的信号向量ti。
S4342，根据信号向量ti计算逆变换恢复出第j维度上网格坐标的量化集Aj。
S44，将欧式空间网格坐标的量化集转换为两个张量块项中的每一个张量块项；两个张量块项中的每一个张量块项为L列的复数矩阵。
在一个可以实现的实施方式中，步骤S44通过以下步骤S441-S442实现。
S441，根据每一个张量块项Xi，k的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化算法：
反向换算第j维度上的网格坐标量化集Aj对应的Bj，Bj为所述第j维度上的网格坐标量化集Aj能够表示的比特数。
S442，采用十进制坐标与格雷码相互转换，将所述欧式空间网格坐标的量化集转换为所述两个张量块项中的每一个张量块项，两个张量块项中的每一个张量块项Xi，k为L列的复数矩阵。
S45，在每一个张量块项中消除导频信息。
S46，将两个张量块项中的每一个张量块项解码恢复为所述单用户终端的原始信息。
在一个可以实现的实施方式中，可以根据两个L列的复数矩阵叠加获得BCH码字；通过解码将BCH码字恢复为用户终端的原始信息。
本申请实施例提出的无线通信方法，由于采用上行免授权调度和用户终端分组相结合的手段，每一组用户终端在不同的时频资源块(RB)上进行相互独立的传输过程，因此在接收端计算资源充足的情况下，可以对每一个资源块上的复合信号并行进行张量块项分解以及符号恢复过程。
本申请实施例提出无线通信方法，在接收端采用了分组多核并行解调的方案，根据算法调研，可以比较本申请实施例提出的无线通信方法和张量CP分解算法单次迭代的时间复杂度(compiexity per iteration)，见表5。
表5
其中，(L,L,1)-BDT with UE Grouping是本申请实施例提供的基于用户终端分组采用高斯牛顿法(Gauss-Newton)的块项分解算法；(L,L,1)-BDT是本申请实施例提供的基于无用户终端分组的块项分解算法，TMB with CPD是张量CP分解算法。
Ka为总激活用户终端数，G为用户终端分组数，G的值等于调度的时频资源块数量；L为块项复数矩阵列数，L＝2；N为接收天线数，N＞1。不同算法对应的张量维数分别为常数I1，I2；例如：I1＝30；I2＝90。
由表5可以看出，本申请实施例提出一种无线通信方法基于块项分解和用户终端分组的张量调制方案的单步迭代算法与基于张量CP分解相比，其单次迭代时间复杂度随分组数平方成反比，即时频资源块数量越大，则单次迭代的时间复杂度越底。
另外，对于收敛所需的迭代次数，由于张量分解问题的非凸性，无法刻画出迭代次数的理论界限，因此针对不同参数进行了数值仿真。
图15为本申请实施例提供的方法中张量快项分解算法迭代次数仿真示意图。如图15所示，由数值仿真结果得知，在相同信息比特数、相同信噪比以及相同用户终端数(不分组)情况下，本申请实施例提出无线通信方法基于张量块项分解(BTD)的解调算法的迭代次数约为基于张量CP分解(CPD)的解调算法的2至4倍，且分组后单组用户终端数量较少，块项分解的迭代次数还有进一步降低空间。将通过仿真和数据分析，当分组数充分多时(例如：G取3至10)，将单步迭代时间复杂度和迭代次数共同折算后，本申请实施例提出一种无线通信方法的块项分解的时间复杂度优于现有技术的张量CP分解方案。
综上，本申请实施例提出一种无线通信方法，在接收端基于导频信息的符号恢复和并行分组解调方案的可以抵消每个时频资源块(RB)上的信道衰落，实现非相干解调；并行解调的算法时间复杂度降低，与用户终端分组数的平方成反比；与基于张量CP分解的方案相比，本申请实施例提出的无线通信方法中块项分解和用户终端分组的结合使解调过程对信道的时变和频选效应更加鲁棒。
本申请实施例提出的无线通信方法，基于张量块项调制和用户终端分组的上行免授权多址，能够提升频谱效率和解调性能，包括提升单位频谱资源上承载信息比特数；在相同信噪比(SNR)条件下，降低单用户终端平均解调错误概率；在上述前提下，维持更多的接入用户终端数。
本申请实施例提出的无线通信方法，基于张量块项调制和用户终端分组的上行免授权多址，能够进行块衰落(Block Fading)情况的非相干解调，包括处理不同资源块(Resource Block)上信道衰落不同的情况，改进Grassmann星座图结构；并利用星座图的旋转不变性和非相干解调算法实现多个资源块上不同信道衰落的抵消；解决用户终端与资源块的匹配问题。
本申请实施例提出的无线通信方法，基于张量块项调制和用户终端分组的上行免授权多址，实现了算法并行化与复杂度的改进，包括改进张量编码方式，实现多用户终端在多个资源块上并行接入；尝试不同的张量分解算法，降低复杂度；在接收机引入多核并行处理方式，进一步降低实际运算时间。
实施例一
本申请的实施例一提出的无线通信方法，针对图3所示的大规模上行多址接入，针对海量的上行单天线用户终端和一个多天线接收机实施适用于非相干解调的编解码方案。具体而言，本申请为原始用户终端数据选取恰当的信道编码方式及码字(Codeword)长度，并对一个固定大小的时频资源块选择相应的张量信号维度，以此来支撑一个规模和激活比例相对固定的上行用户终端群体。
具体实施方案如下：
(1)发射机
S51,对于每个新接入或者激活的用户终端，从基站广播的序列(Preamble)码本中随机抽取一个先导序列反馈给基站。
S52,基站根据每个用户终端反馈的先导序列之间相关性来进行多用户终端在时频资源块上的分组。其中第n组时频资源块中，实际接入的活跃用户终端集合为
S53,通过Bose–Chaudhuri–Hocquenghem(BCH)编码对每个用户终端原始信息进行信道编码，增加冗余。
S54,将信道冗余编码后的比特信息构成的BCH码字，按照图12的方式，切分为两部分，将两部分BCH码字转换为两个张量块项，每个张量块项为L列的复数矩阵。
S55,对每个张量块项采用二进制到十进制转换，得到网格坐标上量化集。
S56,利用前面详细介绍的Grassmann星座图映射规则，将网格坐标的量化集转化为星座图符号。
S57,根据张量块项分解的定义，将每个用户终端的两个张量块项映射生成的星座图符号通过计算矩阵乘法形成时频资源块上实际传输的信息
S58,将时频资源块上实际传输的信息sk依照不同用户终端的上行信道衰落向量hk，通过矩阵-向量的Kronecker积生成耦合的张量数据形式为
S58,将分组n上的用户终端张量数据叠加起来，形成复合信号在时频资源块n上面传输。
(2)接收机
S61,利用张量块项分解的唯一性条件和用户终端激活比等信息对激活用户终端数量(即张量秩)进行估计。
S62,在每个分组n的资源块上面，采用多核处理器并行的方式对接收到带噪复合信号进行张量块项分解。
S63,对于恢复出的符号通过提取导频信息进行分区下标识别。
S64,利用导频信息将信道衰落引入的幅值和相位变化的消除。
S65,利用非相干解调的方式恢复原始信息。
示例性地，在以下场景中：时频资源块大小为720个资源粒子(RE)，原始的用户终端信息比特长度为204个比特，并通过BCH信道编码加入长度为16比特的冗余位，构成长度220比特的码字。
分别考虑激活用户终端数为10～30个，对应用户终端群体为100～300个上行用户终端，激活比为10％，单用户终端的调制后数据维度为(T1，T2)＝(30，24)，仿真结果如图16所示。
其中，为了进一步降低用户终端群体的平均错误概率，本申请采用了迭代检测的方法，即第一次张量块项分解，将成功解调的用户终端数据从接收到的复合信号中去除，然后对剩余的张量叠加项再次进行块项分解。由于此叠加项加数减少，块项分解的鲁棒性提升，可以恢复出更多数据，如图中BTDM-SC曲线。必要时还可重复上述步骤，实现二次迭代检测，如图中BTDM-SC2曲线。
上面的数值结果仅在较小的时频资源块上考虑了小规模的用户终端接入。为了支撑大规模机器通信(mMTC)场景的海量用户终端接入，可对一个大时频资源块进行切分并结合用户终端分组实现同时接入大规模用户终端群，具体数值结果如图17所示。
示例性地，在以下场景中：总时频资源块大小为7200个资源粒子(RE)，和用户终端群体一同平均分为10组。分别考虑总激活用户终端数为100、300和500的情况，单用户终端的调制后数据维度为(T1，T2)＝(30，24)。此时信息比特长度为395个比特，信号编码方式同上，加上基于BCH编码的45比特冗余，构成440比特的码字。
由上述仿真结果可得，将基于张量块项分解和Grassmann星座图的编码调制方式，与用户终端分组到不同子时频资源块的接入方式相结合，可以有效地在提升频谱效率的同时支撑大规模用户终端接入。
本申请实施例一提出的无线通信方法将现有技术中张量的CP形式改为张量块项形式，实现相同大小资源块上承载更多信息，提升频谱效率。为配合张量的块项形式，采用与其耦合的高维Grassmann星座图进行调制。由于张量块项分解的唯一性比CP分解较强，因此单位时频资源块上承载用户终端数会下降，为了提升接入用户终端规模，采用小资源块分组并行解调的方式，可降低时间复杂度。
实施例二
本申请实施例二提出的无线通信方法利用高维Grassmann星座图进行衰落信道下的盲源信号分离。假定发射机有L个天线，接收机有N个天线，由于是单信源端到端的传输，因此可以直接将单用户终端信号调制为一个经过高维Grassmann星座图映射后的矩阵块其列数L等于发射机天线数量N。在接收机方面收到的信号模型为:
y＝HX′+w
其中为接收到的带噪张量信号，为MIMO信道的增益矩阵，是信号的星座图符号，该星座图符号的列数恰好为发送天线数量L，对多于两列的情况仍沿用原有设计原则。
在接收机端解调采用盲源分离的方式，不对信道增益矩阵进行估计，而是直接利用Grassmann星座图的旋转不变性进行解调。类似于实施例一，通过提取导频信息和归一化等方式，消除信道衰落的影响，进而实现原始传输数据的恢复。
本申请实施例提出一种无线通信方法是一种新的无线通信信号调制解调标准，通过先导信号嵌入方式、与高维Grassmann星座图相耦合的张量块项调制方式实现高维Grassmann星座图和张量块项调制的强耦合，对现有技术中基于张量的非相干解调方式进行改进，提升了频谱效率；可作为新空口(NR)潜在推标方向。
本申请提出的无线通信方法，通过分组调度信令与上行免授权调度，在无源随机接入中，活跃用户终端从码本中选取先导(Preamble)序列作为调度依据；接收端(基站)根据用户终端规模利用RRC/DCI信令调整调度参数，并根据先导序列实时将用户终端配置在不同的分组时频资源上。实现了随机接入用户终端的实时调度；利用资源分块和用户终端分组的方式使本申请的方案可以支撑大规模接入。
本申请提出的无线通信方法，采用分组并行解调算法，各个分组资源块上利用多核处理器并行进行解调；与分组调度的结合，使信道时频资源可以以较小的粒度进行分配；配合分组调度，采用并行解调方式后块项分解的单步并行迭代的时间复杂度约为与不分组时的复杂度关于组数G平方成反比，降低了时间复杂度。
在一种可以实现的实施方式中，基于稀疏回归编码(SRC)和信息传递(MessagePassing)解码的方案可以作为大规模机器接入(mMTC)场景下本申请的替代方案。
本申请提出的无线通信方法中的高维星座图为一种特殊的球面编码方式，导频信息的插入和信息比特到星座图坐标的映射依然有自由度，还可以进行进一步的优化设计。
可以理解的是，本申请的实施例中的处理器可以是中央处理单元(centralprocessing unit，CPU)，还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(digital signalprocessor，DSP)、专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件，硬件部件或者其任意组合。通用处理器可以是微处理器，也可以是任何常规的处理器。
本申请的实施例中的方法步骤可以通过硬件的方式来实现，也可以由处理器执行软件指令的方式来实现。软件指令可以由相应的软件模块组成，软件模块可以被存放于随机存取存储器(random access memory，RAM)、闪存、只读存储器(read-only memory，ROM)、可编程只读存储器(programmable rom，PROM)、可擦除可编程只读存储器(erasable PROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(electrically EPROM，EEPROM)、寄存器、硬盘、移动硬盘、CD-ROM或者本领域熟知的任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质耦合至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于ASIC中。
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者通过所述计算机可读存储介质进行传输。所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户终端线(DSL))或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质，(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，DVD)、或者半导体介质(例如固态硬盘(solid state disk，SSD))等。
可以理解的是，在本申请的实施例中涉及的各种数字编号仅为描述方便进行的区分，并不用来限制本申请的实施例的范围。

Claims (17)

1.一种无线通信方法，应用于发射端，其特征在于，所述方法包括：
根据单用户终端的原始信息编码获得两个张量块项；所述两个张量块项中的每一个张量块项为一个L列的复数矩阵；
在所述每一个张量块项中添加导频信息；所述导频信息用于确定所述张量块项限定在星座图的分区的判决区域内；所述星座图为L维Grassmann流型其中T为所述高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数；
将所述每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集；
将所述欧式空间网格坐标的量化集映射至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号；
根据所述星座图符号获得调制信号；
在基于先导序列确定的信道的时频资源块上发送所述调制信号；所述先导序列用于确定所述单用户终端的分组；所述信道的时频资源块为根据所述单用户终端的分组确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述在所述每一个张量块项中添加导频信息，包括：
对所述两个张量块项中的每一个张量块项的第p和第q行分别赋值，确定导频信息，所述导频信息将所述张量块项限定在星座图的第(p，q)个分区的判决区域内。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述将所述每一个张量块项转换为欧式空间网格坐标的量化集，包括：
对所述每一个张量块项的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化，则第j个实数维度上的网格坐标量化集Aj为：
其中，Bj为所述第j个实数维度上的网格坐标量化集Aj能够表示的比特数。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对所述每一个张量块项的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化，包括：
采用格雷码与十进制坐标相互转换，对所述每一个张量块项的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化。
5.根据权利要求1-4之一所述的方法，其特征在于，所述将所述欧式空间网格坐标的量化集映射至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号，包括：
确定从所述第j维度上的网格坐标量化集Aj到星座图符号的映射的像空间
其中，V是Grassmann流形上分区的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区索引的集合；所述像空间是由V个不同的分区拼接而成，每个分区是围绕基准点按照距离形成的点集合；
确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号的映射规则；
根据所述映射规则将所述第j维度上网格坐标的量化集Aj至所述星座图的分区的判决区域内，获得星座图符号。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述确定V个不同的分区中每个分区内由量化的网格坐标生成星座图符号的映射规则，包括：
对所述Grassmann流形进行切割，得到V个分区；
确定所述V个分区中每个分区的基准点的坐标为gpq；
根据所述基准点的坐标gpq的下标确定星座图符号所在的分区的位置索引为所述星座图的第(p，q)个分区；
确定所述第(p，q)个分区的判决区域，所述判决区域为距离所述基准点坐标gpq最近的点集合所在区域。
7.根据权利要求1-6之一所述的方法，其特征在于，所述在基于先导序列确定信道的时频资源块上发送所述调制信号之后，包括：
所述调制信号在所述信道的时频资源块上与同一组的多个用户终端的信号叠加，形成复合信号。
8.根据权利要求1-7之一所述的方法，其特征在于，在所述基于先导序列确定的信道的时频资源块上发送所述调制信号之前，包括：
响应新空口的上行免授权调度信令发送所述先导序列。
9.一种无线通信方法，应用于多天线的接收端，其特征在于，所述方法包括：
在信道的时频资源块上接收调制信号；所述信道的时频资源块为基于先导序列确定的多个用户终端复用的信道的时频资源块；所述先导序列用于确定所述单用户终端的分组；
对所述调制信号解调，获得星座图符号；
根据所述星座图符号在星座图的分区的判决区域进行逆映射，确定欧式空间网格坐标的量化集；所述星座图为L维Grassmann流型其中T为所述高维Grassmann流形所在的欧氏空间的维度，L、T为大于1的自然数；
将所述欧式空间网格坐标的量化集转换为至少两个张量块项；所述至少两个张量块项中的每一个张量块项为L列的复数矩阵；
在所述每一个张量块项中消除导频信息，所述导频信息用于确定所述张量块项限定在星座图的分区的判决区域内；将所述两个张量块项中的每一个张量块项解码恢复为所述单用户终端的原始信息。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述在信道的时频资源块上接收调制信号之前，包括：
接收在所述信道的时频资源块上面传输的复合信号，所述复合信号为所述信道的时频资源块上同一组的多个用户终端的信号叠加起来获得信号；
对所述复合信号解调获得同一组的多个用户终端中每个单用户终端的调制信号。
11.根据权利要求9或10所述的方法，其特征在于，所述对所述调制信号解调，对所述调制信号解调，获得星座图符号，包括：
对所述调制信号解调，至少获得旋转张量块项所述旋转张量块项为星座图符号ci，k经过旋转放缩获得；其中Q为旋转放缩矩阵；k为用户终端标识；
根据所述旋转张量块项和所述旋转放缩矩阵Q确定所述星座图符号ci，k。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述根据所述旋转张量块项和所述旋转放缩矩阵Q确定所述星座图符号ci，k，包括：
从所述旋转张量块项中提取所述旋转导频信息恢复出分区的位置索引；
确定所述旋转放缩矩阵Q，所述旋转放缩矩阵Q为二阶可逆矩阵；
根据所述旋转放缩矩阵Q确定核矩阵QQH以及各行的Frobenius范数变换关系；
根据所述述分区的位置索引、核矩阵QQH以及各行的Frobenius范数变换关系消除旋转效应和信道衰落引入的幅值变化，获得星座图符号ci，k。
13.根据权利要求9-12之一所述的方法，其特征在于，所述根据所述星座图符号在所述星座图的分区的判决区域进行星座图逆映射，确定欧式空间网格坐标的量化集，包括：
确定从所述星座图符号c到第j维度上的网格坐标量化集Aj的逆映射的像空间
其中，V是Grassmann流形上分区的数量，[V]＝{1，2，...，V}是全部分区索引的集合；所述像空间是由V个不同的分区拼接而成，每个分区是围绕基准点按照距离形成的点集合；
确定星座图符号所在的分区的判决区域；
根据所述分区的判决区域确定所述星座图符号到网格坐标量化集Aj的逆映射规则；
根据所述逆映射规则确定所述星座图符号对应的第j维度上欧式空间网格坐标的量化集Aj。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述根据所述分区的判决区域确定的所述星座图符号到网格坐标量化集Aj的逆映射规则为：
将旋转放缩矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积：即
15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述根据所述逆映射规则确定所述星座图符号对应的第j维度上欧式空间网格坐标的量化集Aj，包括：
将旋转放缩矩阵Q表达为一个对角阵和一个酉矩阵的乘积；
根据范数归一化矩阵和所述一个对角阵和一个酉矩阵的乘积恢复出网格坐标编码的信号向量ti，网格坐标编码的信号向量ti是张量块项Xi，k中的数据项；
根据信号向量ti计算逆变换恢复出第j维度上网格坐标的量化集Aj。
16.根据权利要求9-15之一所述的方法，其特征在于，所述将所述欧式空间网格坐标的量化集转换为两个张量块项中的每一个张量块项，包括：
根据所述每一个张量块项Xi，k的每个维度的实部和虚部进行网格坐标量化的算法：
反向换算第j维度上的网格坐标量化集Aj对应的Bj，Bj为所述第j维度上的网格坐标量化集Aj能够表示的比特数；
将所述欧式空间网格坐标的量化集Aj转换为所述两个张量块项中的每一个张量块项。
17.根据权利要求9-17之一所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
发布新空口的上行免授权调度信令；
根据所述用户终端返回的先导序列确定用户终端分组；
根据用户终端分组分配信道的时频资源块；
在所述信道的时频资源块上接收所述调制信号。
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