CN116646906A - 一种浪涌防护电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种浪涌防护电路和方法，电路包括第一防护电路、第二防护电路和第三防护电路；第一防护电路的部件为压敏电阻元件，第二防护电路和第三防护电路均由压敏电阻元件和半导体放电管元件串联而成；在火线和零线之间跨接第一防护电路，在火线和地线之间跨接第二防护电路，在零线和地线之间跨接第三防护电路。本发明还提供一种浪涌防护方法，使用了上述浪涌防护电路。本发明反应速度快，残压低，使器件使用寿命长使电路稳定性高，提高了后级部件的可靠性，尤其适用于OBC前端的浪涌防护。此外，本发明具有成本低的优点，特别是在需要进行大能量浪涌防护的场合，成本优势越明显。

Description

一种浪涌防护电路和方法

技术领域

本发明涉及浪涌防护电路技术，具体涉及一种用于OBC前端的浪涌防护电路和方法。

背景技术

随着电动汽车的发展和快速普及，电动汽车动力电池的充电技术变得越来越重要。目前动力电池的充电方式按输入车端的电压类型分为直流充电和交流充电。当我们在对车辆进行充电的时候，需要将车辆用导线与外部电网进行连接，这时候电网的浪涌过电压就有可能以线缆传导或者电磁感应的方式侵入车内，对新能源车内部电子部件造成损伤，严重的可能影响汽车的正常使用甚至导致安全事故。特别是交流充电，电网与车载OBC(On-Board Charger，车载充电机)直接相连，没有了直流充电方式中充电桩在电网与汽车之间做一个缓冲，电网的浪涌过电压就更加容易侵入车内，因此几乎所有的车载OBC在AC输入端都采取了一定程度的浪涌防护电路，并且浪涌防护电路性能的优劣直接关系到新能源汽车充电设备能否安全可靠的工作。

对于AC输入端口的浪涌过电压防护，目前普遍采用的方案是使用一个氧化锌压敏电阻(Metal Oxide Varistor，以下称：MOV)连接在L线以及N线之间做差模防护。然后L线与N线再分别连接一个MOV的一端，两个MOV的另一端连接到一起后通过一个气体放电管(GasDischarge Tube,以下称：GDT)连接到PE端做共模防护。由于传统浪涌过电压防护电路中两个MOV和GDT的击穿电压取值均需大于电网电压峰值310V，所以就导致共模防护MOV和GDT串联后的残压依然非常高，通常在1kV以上，(使用IEC61000-4-5规定的1.2－50us/8－20us组合波测试)这个残压对后级电路来说很多时候依然是难以承受的。

针对传统浪涌过电压防护电路中共模防护残压过高的问题，也有人提出了不同的解决方案。专利CN107887898A一种单相PFC电路的浪涌防护电路及电力电子设备就提出了一种解决方案：((参照专利CN107887898A摘要附图)该发明提供了一种单相PFC电路的浪涌防护电路及电力电子设备，所述PFC电路的输入端与火线L连接，还包括气体放电管和压敏电阻，其中：所述压敏电阻并联在所述PFC电路与火线L连接的输入端与零线之间；所述气体放电管的一端与所述零线连接，另一端连接地线。火线L与零线之间的差模浪涌由压敏电阻RV吸收；火线L与地线之间的共模浪涌由压敏电阻RV和气体放电管吸收；零线与地线之间的共模浪涌由气体放电管吸收。该电路存在的问题在于该发明取消了N线与PE之间的MOV，转而直接用GDT连接，而GDT是开关型器件，同时具有续流效应，在某些极端情况下就会导致电路对PE短路，从而引起安全风险。因为GDT的弧光电压(Arc Voltage)一般在10V左右，即GDT在击穿之后，只需要10V以上的电压就能维持其导通状态，只有GDT两端电压低于弧光电压(Arc Voltage)，GDT才能正常恢复到断开状态。上述电路在使用中，N线对PE的共模电压很可能大于10V，此时如果GDT被浪涌击穿后，N线对PE的共模电压就能维持GDT的导通状态，导致电路对PE短路。

专利CN110299703A一种电梯门机的雷击浪涌防护电路提出了另一种AC220V接口浪涌过电压的解决方案：该方案采用两级防护单元；该发明将传统浪涌过电压防护电路中的GDT替换成了TVS(瞬态浪涌抑制二极管，后文简称TVS)，并增加了二级防护电路进一步降低电路残压。TVS在反应速度、残压、可靠性方面相比与GDT都有明显的优势。但是该发明也存在两方面的问题：一是TVS属于钳位型器件，即TVS在动作导通之后，两端依然会存在一个较大的钳位电压VC，VC的大小大约是1.6倍的VR。钳位电压VC的存在使得TVS在流过浪涌电流的时候发热严重，相同封装大小的TVS通流能力比GDT小很多。如果要提高TVS的通流能力，势必需要增加TVS的芯片面积，这又会大大增加整个电路的成本。第二个问题就是：电路采用了两个稳压管来进行二级防护，进一步降低一级防护的残压。但是一级防护与二级防护直接未加任何的退耦器件，这会导致在某些情况下第二级防护器件会先于第一级防护器件动作，这有可能使第二级防护电路损坏，从而达不到期望的防护效果。因为电路中ZD1与ZD2串联电路与VR1是并联关系，即ZD1与ZD2串联两端的电压等于VR1两端的电压，如果ZD1与ZD2串联击穿电压小于VR1的时候，此时差模浪涌过来必定是先击穿第二级防护电路(ZD1与ZD2)，VR1就失去了作用，另外ZD1与ZD2是二级防护电路通流量比较小，ZD1与ZD2也容易损坏。如果ZD1与ZD2串联击穿电压等于VR1的时候，由于半导体器件的响应速度比压敏电阻快很多，所以此时差模浪涌过来也必定是先击穿第二级防护电路(ZD1与ZD2)，情况和ZD1与ZD2串联击穿电压小于VR1的时候一样(参照专利CN110299703A摘要附图)。

因此，需要发明一种用于OBC的AC输入端的浪涌防护电路及方法，解决现有技术中残压高、成本高、器件寿命短的问题。

发明内容

本发明的目的之一在于提供一种浪涌防护电路及方法，用于解决现有技术中残压高、成本高、器件寿命短的问题。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种浪涌防护电路，包括第一防护电路、第二防护电路和第三防护电路；

所述第一防护电路的部件为压敏电阻元件，所述第二防护电路和所述第三防护电路均由压敏电阻元件和半导体放电管元件串联而成；

在火线和零线之间跨接所述第一防护电路，在所述火线和地线之间跨接所述第二防护电路，在所述零线和所述地线之间跨接所述第三防护电路。

进一步，所述第二防护电路和所述第三防护电路使用同一个半导体放电管单元作为所述半导体放电管元件，所述第一防护电路由第一压敏电阻组成，所述第二防护电路由第二压敏电阻串联所述半导体放电管单元而成，所述第三防护电路由第三压敏电阻串联所述半导体放电管单元而成。

进一步，所述第一压敏电阻、所述第二压敏电阻和所述第三压敏电阻的击穿电压均大于被保护电路工作电压的峰值，所述半导体放电管单元的击穿电压大于被保护电路工作电压的峰值。

进一步，所述半导体放电管单元包括至少一个半导体放电管。

进一步，所述半导体放电管的数量为多个时，多个所述半导体放电管并联连接。

进一步，电源为三相四线时，三根火线之间两两跨接所述第一防护电路，所述三根火线与所述零线之间分别跨接所述第一防护电路，所述三根火线与所述地线之间分别跨接所述第二防护电路。

进一步，在所述第一防护电路、所述第二防护电路和所述第三防护电路之后，还有次级防护电路跨接于所述火线和所述零线之间，在所述次级防护电路之前的所述火线上串接一个退耦器件。

进一步，所述次级防护电路包括瞬变电压抑制二极管。

进一步，所述次级防护电路包括第一稳压二极管和第二稳压二极管，所述第一稳压二极管的正极连接于所述第二稳压二极管的正极，所述第一稳压二极管的负极连接于所述火线，所述第二稳压二极管的负极连接于所述零线，其中，所述第一稳压二极管和所述第二稳压二极管的中间节点连接所述地线。

一种浪涌防护方法，所述方法基于以上任一项所述的浪涌防护电路，包括以下步骤：

将所述浪涌防护电路并联在电源和欲被保护的电路之间；

当所述电源的火线和零线之间出现差模浪涌电压时，利用所述浪涌防护电路的第一防护电路，吸收所述差模浪涌电压；

当所述电源的所述火线与地线之间出现第一共模浪涌电压时，利用所述浪涌防护电路的第二防护电路，吸收所述第一共模浪涌电压；

当所述电源的所述零线与所述地线之间出现第二共模浪涌电压时，利用所述浪涌防护电路的第三防护电路，吸收所述第二共模浪涌电压。

本发明的有益效果：本发明的浪涌防护电路和方法，适用于大能量浪涌的情况下，采用MOV与TSS串联进行共模防护，充分利用了MOV和TSS的优势，避免其劣势，使其在满足各种电压等级、浪涌等级的前提下，在传统方案基础上大幅度提高了MOV的使用寿命，提高了电路稳定性。同时相比于传统方案，MOV和TSS的电压可以做得更高，满足更多电压等级电路的防护要求，适用范围更广。本发明使浪涌过电压防护电路中共模防护残压低，能极大地提高车载OBC及其后级部件的可靠性，使新能源汽车充电设备能安全可靠地工作。此外，本发明具有成本低的优点，特别是在需要进行大能量浪涌防护的场合，成本优势越明显。

附图说明

图1显示为本发明一种浪涌防护电路的架构示意图。

图2显示为半导体放电管TSS简化结构图与等效电路图。

图3显示为半导体放电管TSS的开关特性曲线。

图4显示为现有技术MOV+DGT方案的示意图。

图5显示为本发明一种浪涌防护电路的一个具体实施例。

图6显示为本发明一种浪涌防护电路的另一个最佳实施例。

图7显示为本发明一种浪涌防护电路的另一个具体实施例。

图8显示为本发明一种浪涌防护电路附加次级防护的实施例一。

图9显示为本发明一种浪涌防护电路附加次级防护的实施例二。

图10显示为本发明一种浪涌防护电路附加次级防护的实施例三。

图11显示为三相四线浪涌防护电路的示意图。

图12显示为本发明一种浪涌防护电路的差模浪涌路径示意图。

图13显示为本发明一种浪涌防护电路的共模浪涌路径示意图。

图14显示为各组合MOV击穿电压变化趋势比较图。

图15显示为各组合MOV漏流变化趋势比较图。

其中，1-第一防护电路；2-第二防护电路；3-第三防护电路；4-压敏电阻元件；5-半导体放电管元件；6-半导体放电管单元；7-差模浪涌路径；8-火线共模浪涌路径；9-零线共模浪涌路径；10-MOV线；11-GDT+MOV线；12-TSS+MOV线。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。还应当理解，本发明实施例中使用的术语是为了描述特定的具体实施方案，而不是为了限制本发明的保护范围。下列实施例中未注明具体条件的试验方法，通常按照常规条件，或者按照各制造商所建议的条件。

请参阅图1至图15。须知，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容所能涵盖的范围内。同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。

请参阅图1，本发明提供一种浪涌防护电路，包括第一防护电路、第二防护电路和第三防护电路。第一防护电路采用氧化锌压敏电阻(MOV)作为元组件，第二防护电路和第三防护电路均由氧化锌压敏电阻(MOV)和半导体放电管(TSS)作为元组件串联而成。在火线L和零线N之间跨接第一防护电路，以对火线L和零线N之间的差模浪涌电压进行防护。在所述火线L和地线之间跨接第二防护电路，以对火线L和地线之间的共模浪涌电压进行防护。在所述零线N和所述地线之间跨接所述第三防护电路，以对火线L和地线之间的共模浪涌电压进行防护。

上述规则，对于三相四线的浪涌防护，也是适用的。

本发明的浪涌防护电路的变化就是使用了半导体放电管(TSS)进行共模防护。TSS是一种PNPN四层三结结构的半导体器件(见图2)。TSS可以看成是两个三极管的串联，如图2等效电路图中下方TR1三极管的集电极正好是上方TR2三极管的基极，上方TR2三极管的集电极正好是下方TR1三极管的基极。

再结合图3，断态电压V_DRM表示半导体过压保护器不导通的最高电压，在这个电压下只有很小的漏电流I_D。击穿电压V_BR是表示半导体过压保护器开始导通的标志电压，对应的电流为击穿电流I_BR。当电压升高达到转折电压V_BO(对应的电流为转折电流I_BO)时，半导体过压保护器完全导通，呈现很小的阻抗，两端电压立即下降到一个很低的数值。

当TSS两端电压低于V_DRM的时候，TSS处于绝缘状态，一旦TSS两端电压超过V_BO，TSS就会被击穿，内部产生击穿电流，产生的击穿电流又在内部两个等效三极管的作用下相互放大，形成正反馈，最终完全导通。

本发明的第二防护电路和第三防护电路，即共模防护，都是MOV+TSS模式。采用MOV与TSS串联进行共模防护，充分利用了MOV和TSS的优势，避免其劣势，使其在满足各种电压等级、浪涌等级的前提下，在传统MOV和GDT(气体放电管)串联的方案基础上进一步大幅度提高了MOV的使用寿命，提高了电路稳定性。同时相比于MOV和TVS(瞬变电压抑制二极管)串联方案，MOV和TSS的电压可以做得更高，满足更多电压等级电路的防护要求，适用范围更广

先分析GDT的情况，与TSS作比较。GDT的全称为陶瓷气体放电管，作为浪涌防护器件，其主要优点就是成本较低，通流能力很强。主要缺点就是GDT属于开关型器件，会存在续流的问题。

对于图4的传统AC220V浪涌过电压防护电路中MOV和GDT的取值，应满足以下要求：

1.对于MOV1：

由于AC220V交流电峰值电压为310V左右，需要保证MOV1的击穿电压高于310V，同时兼顾电网电压波动以及MOV的误差，所以一般选用471K(423V－517V)或者561K(504V-616V)的MOV。

2.对于MOV2和MOV3：

如果MOV2和MOV3的击穿电压小于310V，由于GDT的续流效应，会导致GDT在共模浪涌击穿后有可能会在相当长的一段时间(ms级别)保持持续导通，MOV2和MOV3不能立即关断GDT，这会大大影响MOV的使用寿命。所以要求MOV2和MOV3的击穿电压均大于310V。同时兼顾电网电压波动以及MOV的误差，一般MOV2和MOV3选取与MOV1相同的型号，即471K(423V－517V)或者561K(504V-616V)的MOV。

3.对于GDT：

由于GDT的绝缘电阻比MOV的绝缘电阻大几个数量级，所以在MOV2与GDT串联或者MOV3与GDT串联的共模防护电路中，工作电压基本上全部分在了GDT两端。如果此时GDT的击穿电压小于310V，那么无论MOV击穿电压选择多大，正常的工作电压就能使GDT不断导通，此时防护电路根本没办法正常工作。因此需要保证GDT的击穿电压要高于310V。又由于GDT是利用惰性气体击穿的原理工作，气体击穿的电压非常难以控制，导致GDT的击穿电压误差非常大，一般在20％到30％左右，所以GDT一般最低选470V直流击穿电压的产品。

综上三点所述，由于传统AC220V浪涌防护电路中两个MOV和GDT的击穿电压取值均需大于电网电压峰值310V，所以就导致共模防护MOV和GDT串联后的残压依然非常高，通常在1kV以上(使用IEC61000-4-5规定的1.2－50us/8－20us组合波测试)。这个残压对后级电路来说很多时候依然是难以承受的。

TSS属于半导体制程的器件，在击穿电压精度、响应时间、使用寿命和残压大小方面比GDT具有先天优势。以图4为例，用TSS替换DGT：共模防护电路中MOV2与MOV3选取471K(423V－517V)的产品，TSS选取CP3800系列(VBO为450V)。该组合在1.2－50us/8－20us组合波2kV的浪涌冲击下共模残压约为1000V左右。而传统MOV串联GDT的方案，若MOV同样选取471K(423V－517V)的产品，GDT选取击穿电压和CP3800相当的470VGDT，在同样的测试条件下共模残压为1250V左右。本发明中MOV+TSS共模防护残压比传统MOV串联GDT方案下降20％以上。同时TSS属于半导体制程的器件，相比于GDT具有更高的精度和可靠性。

本发明的MOV+TSS模式显著提高了共模防护电路中MOV器件的寿命。TSS和GDT都属于开关型器件，但是他们的不同之处在于关断条件不同，TSS依靠电流关断，GDT依靠电压关断。当GDT被击穿导通后，只有交流电过零时，GDT才能关断。即在这段ms级时间内，MOV直接接在AC220V电压两端，加速了MOV的劣化。TSS依靠电流关断，当MOV动作关断之后，回路中没有电流，TSS随之关断，即MOV只有在us级时间内直接接在AC220V电压两端。本发明的MOV+TSS方案可以在传统方案的基础上，将MOV的寿命提高50％以上。参见图14和图15，单一MOV线10是左边的线，表现最差，GDT+MOV线11是中间的线，TSS+MOV线12是右边的线。从这两个测试结果中可以看到，在MOV漏流和击穿电压两个方面，都是MOV+TSS方案最佳。

因此，本发明的MOV+TSS方案，与MOV+GDT方案相比，精度高，反应快，可重复利用，进一步降低了残压，提高了MOV的使用寿命，提高了电路稳定性。

接着再来看TVS的情况，与TSS作比较。

TVS在反应速度、残压、可靠性方面相比与GDT都有明显的优势。但是，TVS属于半导体制程的钳位型器件，即TVS在动作导通之后，两端依然会存在一个较大的钳位电压。钳位电压的存在使得TVS在流过浪涌电流的时候发热严重。

TSS属于开关型器件，其钳位电压比TVS低，浪涌通流能力较同尺寸的TVS管强。

因此，MOV+TSS方案兼具了MOV+GDT和MOV+TVS两种方案的优点，反应速度快，残压低，MOV使用寿命长，电路稳定性高，提高了后级部件的可靠性。

作为一个具体实施例，请参考图5，本发明的第一防护电路为压敏电阻MOV1，第二防护电路为压敏电阻MOV2与半导体放电管TSS1的串联电路，第三防护电路为压敏电阻MOV3与半导体放电管TSS2的串联电路。

进一步地，可以降低成本。第二防护电路和第三防护电路使用同一个半导体放电管单元实现MOV+TSS的串联模型。参见图6，本发明的浪涌防护电路演变为：第二防护电路为压敏电阻MOV2与半导体放电管单元6的串联电路，第三防护电路为压敏电阻MOV3与半导体放电管单元6的串联电路。MOV2和MOV3连接半导体放电管单元6的同一端，半导体放电管单元6的另一端接地。

同时参考图5和图6，半导体放电管单元6包括至少一个半导体放电管TSS，可以是多个。在多个半导体放电管TSS情况下，采取并联方式，等效于一个通流能力更大的半导体放电管TSS。

以图6为例，确定本发明在传统AC220V浪涌防护电路中各个器件的取值范围：

1.对于MOV1：

这部分和传统防护方案相同，AC220V交流电峰值电压为310V左右，需要保证MOV1的击穿电压高于310V，同时兼顾电网电压波动以及MOV的误差，所以也可以选用471K(423V－517V)或者561K(504V-616V)的MOV。

2.对于MOV2、MOV3、TSS：

MOV2与TSS串联作为L线的共模防护，MOV3与TSS串联作为N线的共模防护。MOV与TSS串联后的击穿电压之和需要大于电路工作电压峰值310V。在满足MOV与TSS串联后的击穿电压之和大于电路工作电压峰值310V的前提之下，我们以MOV2与TSS串联这条路径为例来进行说明MOV和TSS各自的取值范围。

MOV2与TSS串联后的击穿电压之和大于电路工作电压峰值，同时TSS的击穿电压、MOV2的击穿电压同时低于电源电压峰值。此时由于TSS与MOV2的绝缘阻抗在同一个数量级，不会出现像GDT那样工作电压基本上全部分在了GDT两端的情况，因此MOV与TSS两端的分压值大致相同，此时正常工作电压就有可能导致TSS和MOV被击穿，所以这是不安全的组合。

MOV2与TSS串联后的击穿电压之和大于电路工作电压峰值，若MOV2的击穿电压高于电路工作电压峰值，TSS的击穿电压低于电路工作电压峰值，此时由于TSS与MOV2的绝缘阻抗在同一个数量级，不会出现想GDT那样工作电压基本上全部分在了GDT两端的情况，所以MOV与TSS两端的分压值大致相同，此时正常工作电压就有可能导致TSS被击穿。TSS被击穿之后，由于MOV的击穿电压高于工作电压，MOV没有被击穿，可以看成断路，此时回路中没有电流，不能维持TSS的开通状态，使得TSS在接近V_BO处反复开关，影响电路正常工作。所以这也是一种不安全的组合。

MOV2与TSS串联后的击穿电压之和大于电路工作电压峰值，若MOV2的击穿电压低于电路工作电压峰值，TSS的击穿电压高于电路工作电压峰值，此时由于TSS与MOV2的绝缘阻抗在同一个数量级，不会出现像GDT那样工作电压基本上全部分在了GDT两端的情况，所以MOV与TSS两端的分压值大致相同，此时正常工作电压就有可能导致MOV2被击穿，即不管在有无外界浪涌的情况下MOV2都始终处于导通的低阻状态，共模回路就相当于只有一个TSS直接接地。此时如果有外部浪涌通过，TSS被外部浪涌电压击穿之后，MOV2失去了限制电流的能力，那么TSS会存在续流的风险。所以这也是一种不安全的组合。

综上所述，在本发明应用于OBC(车载充电机)输入端的浪涌防护电路中，MOV1、MOV2、TSS三个器件的取值与传统电路一样，也需要MOV1、MOV2、TSS的击穿电压均大于电路工作电压310V。根据各个器件的规格，MOV1和MOV2一般可选471K(423V－517V)或者561K(504V-616V)的产品。TSS一般可选CP3500系列(VBO为400V)、CP3800系列(VBO为450V)或者CP4200系列(VBO为520V)。

更进一步，作为一实施例，本发明浪涌防护电路加入次级防护，进一步降低一级防护的残压。参见图8和图9，在第一防护电路、第二防护电路和第三防护电路之后，还有次级防护电路跨接于火线L和零线N之间，在次级防护电路之前的火线L上串接一个退耦器件。通常，此处的退耦器件为电感。

需要指出，在本发明浪涌防护电路的前述各个实施例中，均可以加入次级防护电路。

次级防护电路有几种实现方案。其一，次级防护电路为一个瞬变电压抑制二极管(TVS)(见图8和图9)。其二，次级防护电路包括第一稳压二极管和第二稳压二极管，第一稳压二极管的正极连接于第二稳压二极管的正极，第一稳压二极管的负极连接于火线L，第二稳压二极管的负极连接于零线N，其中，第一稳压二极管和第二稳压二极管的中间节点连接地线(参见图10)。次级防护电路中的TVS或者稳压二极管，选取的工作电压规格需要高于后级电路的工作电压。

以TVS次级防护电路为例，电感的选型标准为：L*di/dt+V_BR(TVS)>V_BR(MOV1)，其中L是电感的值，di/dt是浪涌电流变化率，V_BR(TVS)是TVS的工作电压，V_BR(MOV1)是MOV1的工作电压。

作为一个实施例，在三相四线电源情况下，同样适用本发明的第一防护电路、第二防护电路和第三防护电路。具体参见图11，火线L1、火线L2、火线L3和零线N，这四线之间都跨接第一防护电路，火线L1、火线L2、火线L3与地线之间，均跨接第二防护电路。零线N与地线之间本应跨接第三防护电路，但是考虑到三相交流各相线电流可以互为回路，零线N一般没有电流流过，因此，此处用TSS直接将零线N接地线，可以简化电路，节省成本。

本发明一种浪涌防护电路提供多样的灵活性，电路中各器件的具体值可以根据实际的应用场合调整，只要满足前述的选型要求即可。

此外，本发明还提供一种浪涌防护方法。该方法基于上述浪涌防护电路，包括以下步骤：

将浪涌防护电路并联在电源和欲被保护的电路之间；

当电源的火线L和零线N之间出现差模浪涌电压时，利用浪涌防护电路的第一防护电路，吸收差模浪涌电压；

当电源的火线L与地线之间出现第一共模浪涌电压时，利用浪涌防护电路的第二防护电路，吸收第一共模浪涌电压；

当电源的零线N与地线之间出现第二共模浪涌电压时，利用浪涌防护电路的第三防护电路，吸收第二共模浪涌电压。

浪涌防护电路的差模防护路径如图12所示，图中差模浪涌路径7为正向和负向差模浪涌路径。

浪涌防护电路的共模防护路径如图13所示，图中火线共模浪涌路径8为火线L正向和负向共模浪涌防护路径，零线共模浪涌路径9为零线N正向和负向共模浪涌防护路径。

综上所述，本发明一种浪涌防护电路和方法，在共模防护电路中采用MOV+TSS方案，反应速度快，残压低，MOV使用寿命长，电路稳定性高，提高了后级部件的可靠性，尤其适用于OBC前端的浪涌防护。本发明使浪涌过电压防护电路中共模防护残压低，能极大地提高车载OBC及其后级部件的可靠性，使新能源汽车充电设备能安全可靠地工作。此外，本发明具有成本低的优点，特别是在需要进行大能量浪涌防护的场合，成本优势越明显。因此，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种浪涌防护电路，其特征在于，包括第一防护电路、第二防护电路和第三防护电路；

所述第一防护电路的部件为压敏电阻元件，所述第二防护电路和所述第三防护电路均由压敏电阻元件和半导体放电管元件串联而成；

在火线和零线之间跨接所述第一防护电路，在所述火线和地线之间跨接所述第二防护电路，在所述零线和所述地线之间跨接所述第三防护电路。

2.根据权利要求1所述的浪涌防护电路，其特征在于，所述第二防护电路和所述第三防护电路使用同一个半导体放电管单元作为所述半导体放电管元件，所述第一防护电路由第一压敏电阻组成，所述第二防护电路由第二压敏电阻串联所述半导体放电管单元而成，所述第三防护电路由第三压敏电阻串联所述半导体放电管单元而成。

3.根据权利要求2所述的浪涌防护电路，其特征在于，所述第一压敏电阻、所述第二压敏电阻和所述第三压敏电阻的击穿电压均大于被保护电路工作电压的峰值，所述半导体放电管单元的击穿电压大于被保护电路工作电压的峰值。

4.根据权利要求2所述的浪涌防护电路，其特征在于，所述半导体放电管单元包括至少一个半导体放电管。

5.根据权利要求4所述的浪涌防护电路，其特征在于，所述半导体放电管的数量为多个时，多个所述半导体放电管并联连接。

6.根据权利要求1所述的浪涌防护电路，其特征在于，电源为三相四线时，三根火线之间两两跨接所述第一防护电路，所述三根火线与所述零线之间分别跨接所述第一防护电路，所述三根火线与所述地线之间分别跨接所述第二防护电路。

7.根据权利要求1所述的浪涌防护电路，其特征在于，在所述第一防护电路、所述第二防护电路和所述第三防护电路之后，还有次级防护电路跨接于所述火线和所述零线之间，在所述次级防护电路之前的所述火线上串接一个退耦器件。

8.根据权利要求7所述的浪涌防护电路，其特征在于，所述次级防护电路包括瞬变电压抑制二极管。

9.根据权利要求7所述的浪涌防护电路，其特征在于，所述次级防护电路包括第一稳压二极管和第二稳压二极管，所述第一稳压二极管的正极连接于所述第二稳压二极管的正极，所述第一稳压二极管的负极连接于所述火线，所述第二稳压二极管的负极连接于所述零线，其中，所述第一稳压二极管和所述第二稳压二极管的中间节点连接所述地线。

10.一种浪涌防护方法，其特征在于，所述方法基于权利要求1至9任一项所述的浪涌防护电路，包括以下步骤：

将所述浪涌防护电路并联在电源和欲被保护的电路之间；

当所述电源的火线和零线之间出现差模浪涌电压时，利用所述浪涌防护电路的第一防护电路，吸收所述差模浪涌电压；

当所述电源的所述火线与地线之间出现第一共模浪涌电压时，利用所述浪涌防护电路的第二防护电路，吸收所述第一共模浪涌电压；

当所述电源的所述零线与所述地线之间出现第二共模浪涌电压时，利用所述浪涌防护电路的第三防护电路，吸收所述第二共模浪涌电压。