CN116633159A - 反激式开关电源及其同步整流控制器 - Google Patents
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Abstract
提供了一种反激式开关电源及其同步整流控制器。反激式开关电源包括变压器和同步整流开关管，同步整流控制器被配置为在同步整流开关管的当前开关周期中：在同步整流开关管从导通状态变为关断状态的情况下，判断同步整流开关管是否在从变压器的副边绕组开始退磁的时刻开始的第一预定时段内从导通状态变为关断状态；在同步整流开关管在第一预定时段内从导通状态变为关断状态的情况下，如果在从同步整流开关管从导通状态变为关断状态的时刻到第一预定时段的结束时刻期间，同步整流开关管的漏端电压小于同步整流开启阈值的持续时间大于第一预定阈值，则控制同步整流开关管从关断状态变为导通状态。
Description
技术领域
本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种反激式开关电源及其同步整流控制器。
背景技术
开关电源又称交换式电源、开关变换器，是电源供应器的一种。开关电源的功能是通过不同形式的架构(例如，反激(fly-back)架构、降压(BUCK)架构、或升压(BOOST)架构等)将一定范围的输入电压转换为用户端需要的电压或电流。
发明内容
根据本发明实施例的用于反激式开关电源的同步整流控制器，其中，反激式开关电源包括变压器和同步整流开关管，同步整流控制器被配置为在同步整流开关管的当前开关周期中：在同步整流开关管从导通状态变为关断状态的情况下，判断同步整流开关管是否在从变压器的副边绕组开始退磁的时刻开始的第一预定时段内从导通状态变为关断状态，其中，第一预定时段的持续时间等于在同步整流开关管的当前开关周期中变压器的副边绕组的退磁时间的第一预定比例；以及在同步整流开关管在第一预定时段内从导通状态变为关断状态的情况下，如果从同步整流开关管从导通状态变为关断状态的时刻到第一预定时段的结束时刻期间，同步整流开关管的漏端电压小于同步整流开启阈值的持续时间大于第一预定阈值，则控制同步整流开关管从关断状态变为导通状态，否则保持同步整流开关管处于关断状态。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了根据本发明实施例的反激式开关电源的系统结构示意图。
图2示出了可以用在图1所示的开关电源中的传统同步整流控制器的电路结构示意图。
图3示出了图1所示的开关电源采用图2所示的同步整流控制器时的多个信号在同步整流正常开启和关闭时的时序波形图。
图4示出了图1所示的开关电源采用图2所示的同步整流控制器时的多个信号在同步整流异常开启和关闭时的时序波形图。
图5示出了根据本发明实施例的同步整流控制器用在图1所示的开关电源中时执行的示例控制过程的流程图。
图6示出了根据本发明实施例的同步整流控制器的示例电路结构示意图。
图7和图8示出了图1所示的开关电源采用图6所示的同步整流控制器时的多个信号的时序波形图。
图9示出了图6所示的驱动自恢复控制模块的示例实现电路图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
图1示出了根据本发明实施例的反激式开关电源的电路结构示意图。在图1所示的开关电源100中，T为变压器，Q1、Q2、MS为高压开关管(例如，高压金属氧化物半导体场效应晶体管)，Rcs为检测电阻，Cr为谐振电容，Cout为输出电容；同步整流(SynchronousRectification，简称SR)控制器与SR开关管MS共同构成同步整流器，用来替代传统的肖特基整流二极管。由于SR开关管MS具有较低的导通压降，可以有效降低系统的热损耗(降低热损耗可以提高系统效率)并增大系统的输出电流能力，因此同步整流器被广泛地应用在大输出电流系统中。通常，随着输入/输出电压和负载的变化，图1所示的开关电源100可以工作在连续谐振模式(CRM)、零电压谐振谷底导通(ZV-RVS)模式、或脉冲串(Burst)模式。
图2示出了可以用在图1所示的开关电源中的传统SR控制器的电路结构示意图。在图2所示的SR控制器200中，稳压器模块基于SR开关管MS的漏端电压Vd/开关电源100的系统输出电压Vout产生芯片内部电源AVDD；电压/电流基准模块基于芯片内部电源AVDD产生参考电压vref和参考电流iref；高压开关MNH基于SR开关管MS的漏端电压Vd产生漏端电压表征信号Vd_in；SR开启比较器Comp_on基于漏端电压表征信号Vd_in和同步整流开启阈值Vt(on)产生开启条件检测信号on det；SR关闭比较器Comp_off基于漏端电压表征信号Vd_in和同步整流关闭阈值Vt(off)产生关闭条件检测信号off det；SR开启控制模块基于SR开关管MS的漏端电压Vd和同步整流开关信号sr产生整流开启控制信号on ctrl；最小导通时间控制模块基于同步整流开关信号sr产生用于控制SR开关管MS的最小导通时间Ton-min的最小导通时间控制信号min_ton(SR开关管MS在最小导通时间Ton-min内一直处于导通状态而不能从导通状态变为关断状态)；或非门NOR1基于开启条件检测信号on det和整流开启控制信号on ctrl产生同步整流开启信号turn on；或非门NOR2基于关闭条件检测信号offdet和最小导通时间控制信号min_ton产生同步整流关闭信号turn off；锁存器模块基于同步整流开启信号turn on和同步整流关闭信号turn off产生同步整流开关信号sr；驱动器模块基于同步整流开关信号sr产生用于控制SR开关管MS的导通与关断的栅极控制信号Gate。
图3示出了图1所示的开关电源采用图2所示的SR控制器时的多个信号在同步整流正常开启和关闭时的时序波形图。在图3中，Isec表示流过SR开关管MS的电流，Vd表示SR开关管MS的漏端电压，Gate表示用于控制SR开关管MS的导通与关断的栅极控制信号，Vdp(n)表示SR开关管MS的当前开关周期的Vd平台电压，Vt(slp)表示Vd斜率计时起始电压(例如，0.75·Vdp(n-1)，即SR开关管MS的上一个开关周期的Vd平台电压的0.75倍)，Vt(on)表示同步整流开启阈值(例如，-200mV)，Vt(reg)表示Vd电压调整值(例如，-30mV)，Vt(off)表示同步整流关闭阈值(例如，0mV)，ts表示Vd从Vt(slp)下降到Vt(on)的时间。SR开关管MS的导通条件包括(1)ts<tref(例如，100ns)，(2)Vd<Vt(on)，只有条件(1)和(2)同时满足时SR开关管MS才从关断状态变为导通状态。
在图1所示的开关电源中，当高压开关管Q1/Q2的开关频率小于谐振电容Cr和变压器T的原边绕组组成的谐振电路的谐振频率时，流过变压器T的副边绕组的电流(即，流过SR开关管MS的电流)有时会分成两部分。在采用图2所示的SR控制器的情况下，SR开关管MS仅在前面部分电流流过时从关断状态变为导通状态并且在从导通状态变为关断状态后再有后面部分电流流过时无法再次从关断状态变为导通状态，这会导致系统效率损失。另外，在输出电压较低、负载较轻时，前面部分电流的持续时间小于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min，SR开关管MS由于最小导通时间Ton-min的限制不能及时从导通状态变为关断状态，这会引起输出电流反向并通过变压器绕组注入到原边，使得SR开关管MS的漏端电压Vd上产生尖峰电压并导致系统效率损失。
图4示出了图1所示的开关电源采用图2所示的SR控制器时的多个信号在同步整流异常开启和关闭时的时序波形图。在图4中，Isec表示流过SR开关管MS的电流，在SR开关管MS的一个开关周期内分为Isec1(n)和Isec2(n)两部分；Vd表示SR开关管MS的漏端电压；Gate表示用于控制SR开关管MS的导通与关断的栅极控制信号；min_ton表示用于控制SR开关管MS的最小导通时间Ton-min的最小导通时间控制信号。从图4可以看出，存在两个问题：第一，在SR开关管MS的每个开关周期中，在SR开关管MS从导通状态变为关断状态后，SR开关管MS的漏端电压Vd不再满足SR开关管MS的导通条件，栅极控制信号Gate仅包括对应Isec1(n)的部分Gate1(n)而没有对应Isec2(n)的部分，Isec2(n)流过SR开关管MS的体二极管，SR开关管MS的体二极管的较大压降会导致系统效率损失；第二，由于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min的限制，栅极控制信号Gate不能在Isec1(n)变为零时随着它及时变化，使得SR开关管MS不能及时从导通状态变为关断状态，Isec1(n)反向流动并注入到原边，SR开关管MS的漏端电压Vd上产生尖峰电压并导致系统效率损失。
鉴于上述一个或多个问题，提出了可以用在图1所示的开关电源100中的根据本发明实施例的SR控制器。根据本发明实施例的SR控制器可以被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中：在SR开关管MS从导通状态变为关断状态的情况下，判断SR开关管MS是否在从变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的第一预定时段内从导通状态变为关断状态，其中，第一预定时段的持续时间等于在SR开关管MS的当前开关周期中变压器T的副边绕组的退磁时间Tdem(n)的第一预定比例K1(例如，K1＝0.75)；在SR开关管MS在第一预定时段内从导通状态变为关断状态的情况下，如果从SR开关管MS从导通状态变为关断状态的时刻到第一预定时段的结束时刻期间，SR开关管MS的漏端电压Vd(n)小于同步整流开启阈值Vt(on)的持续时间大于第一预定阈值Th(例如，Th＝200ns)，则控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态，否则保持SR开关管MS处于关断状态。
换句话说，根据本发明实施例的SR控制器可以被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中，在SR开关管MS从导通状态变为关断状态的情况下执行对于SR开关管MS的驱动自恢复控制。具体地，在SR开关管MS的当前开关周期中，如果在从变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的K1·Tdem(n)时间内SR开关管MS从导通状态变为关断状态并且从SR开关管MS从导通状态变为关断状态的时刻开始SR开关管MS的漏端电压Vd(n)小于同步整流开启阈值Vt(on)(即，Vd(n)<Vt(on))的持续时间大于第一预定阈值Th，则控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态，否则保持SR开关管MS处于关断状态。
在一些实施例中，根据本发明实施例的SR控制器进一步被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中：在SR开关管MS在第一预定时段以外的其他时间从导通状态变为关断状态的情况下，保持SR开关管MS处于关断状态。
在一些实施例中，根据本发明实施例的SR控制器进一步被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中：基于SR开关管MS的漏端电压Vd(n)和开关电源100的系统输出电压Vout(n)，利用电感伏秒平衡原理获取变压器T的副边绕组的退磁时间Tdem(n)。
在一些实施例中，根据本发明实施例的SR控制器进一步被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中：在SR开关管MS的漏端电压Vd(n)小于同步整流开启阈值Vt(on)且从斜率计时起始电压Vt(slp)下降到同步整流开启阈值Vt(on)的时间ts小于第二预定阈值tref的情况下，允许SR开关管MS从关断状态变为导通状态，其中，斜率计时起始电压Vt(slp)是SR开关管MS的漏端电压Vd在上一个开关周期的平台电压Vdp(n-1)的第二预定比例K2(即，Vt(slp)＝Vdp(n-1)·K2)。
在一些实施例中，根据本发明实施例的SR控制器进一步被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中：判断在SR开关管MS的上一个开关周期中从变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的第二预定时段内，SR开关管MS处于导通状态的持续时间与SR开关管MS的漏端电压Vd(n-1)小于同步整流开启阈值Vt(on)的持续时间之和是否大于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min，其中，第二预定时段的持续时间等于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min与预定时间增量ΔT之和；如果在第二预定时段内SR开关管MS处于导通状态的持续时间与SR开关管MS的漏端电压Vd(n-1)小于同步整流开启阈值Vt(on)的持续时间之和不大于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min，则从SR开关管MS的漏端电压Vd(n)下降到同步整流开启阈值Vt(on)的时刻开始延迟SR开关管MS的最小导通时间Ton-min之后，控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态，否则无时间延迟地控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态。
在一些实施例中，根据本发明实施例的SR控制器进一步被配置为在SR开关管MS的当前开关周期中：在SR开关管MS处于导通状态的持续时间大于或等于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min且SR开关管MS的漏端电压Vd(n)大于同步整流关闭阈值Vt(off)的情况下，控制SR开关管MS从导通状态变为关断状态。
图5示出了根据本发明实施例的SR控制器用在图1所示的开关电源中时执行的示例控制过程的流程图。如图5所示，根据本发明实施例的SR控制器用在图1所示的开关电源中时执行的示例控制过程包括：S502，检测SR开关管MS的漏端电压Vd(n)，并且在SR开关管MS的漏端电压Vd(n)满足结合图3所述的导通条件(1)和(2)时允许SR开关管MS从关断状态变为导通状态；S504，判断在SR开关管MS的上一个开关周期中，从变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的(Ton-min+ΔT)时间内SR开关管MS处于导通状态的持续时间与SR开关管MS的漏端电压Vd(n-1)小于同步整流开启阈值Vt(on)的持续时间之和是否大于SR开关管MS的最小导通时间Ton-min；如果步骤S504的判断结果为是，则转向S506，无时间延迟地控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态；如果步骤S504的判断结果为否，则转向S508，从SR开关管MS的漏端电压Vd(n)下降到同步整流开启阈值Vt(on)的时刻开始延迟SR开关管MS的最小导通时间Ton-min之后，控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态；S510，在SR开关管MS的漏端电压Vd(n)大于同步整流关闭阈值Vt(off)且SR开关管MS处于导通状态的持续时间大于或等于最小导通时间Ton-min时，控制SR开关管MS从导通状态变为关断状态；S512，判断SR开关管MS是否在变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的K1·Tdem(n)时间内从导通状态变为关断状态；如果步骤S512的判断结果为是，则转向S514，判断在变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的K1·Tdem(n)时间内，从SR开关管MS从导通状态变为关断状态的时刻开始SR开关管MS的漏端电压Vd(n)小于同步整流开启阈值Vt(on)的持续时间是否大于Th；如果步骤S512的判断结果为否，则转向S516，保持SR开关管MS处于关断状态；如果步骤S514的判断结果为是，则转向S518，控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态；如果步骤S514的判断结果为否，则转向S516。
图6示出了根据本发明实施例的SR控制器的示例电路结构示意图。在图6所示的SR控制器600中，基于SR开关管MS的漏端电压Vd、同步整流开启阈值Vt(on)、以及同步整流开关信号sr产生同步整流开启信号turn on；基于SR开关管MS的漏端电压Vd、同步整流关闭阈值Vt(off)、以及同步整流开关信号sr产生同步整流关闭信号turn off；基于SR开关管MS的漏端电压Vd、同步整流开启信号turn on、以及同步整流关闭信号turn off产生同步整流开关信号sr和开关管控制信号srg；以及基于开关管控制信号srg产生用于控制SR开关管MS的导通与关断的栅极控制信号Gate。
在一些实施例中，如图6所示，高压开关MNH基于SR开关管MS的漏端电压Vd产生漏端电压表征信号Vd_in；SR开启比较器Comp_on基于漏端电压表征信号Vd_in和同步整流开启阈值Vt(on)产生开启条件检测信号on det；SR开启控制模块基于SR开关管MS的漏端电压Vd和同步整流开关信号sr产生整流开启控制信号on ctrl；或非门NOR1基于开启条件检测信号on det和整流开启控制信号on ctrl产生同步整流开启信号turn on。
在一些实施例中，如图6所示，高压开关MNH基于SR开关管MS的漏端电压Vd产生漏端电压表征信号Vd_in；SR关闭比较器Comp_off基于漏端电压表征信号Vd_in和同步整流关闭阈值Vt(off)产生关闭条件检测信号off det；最小导通时间控制模块基于同步整流开关信号sr产生用于控制SR开关管MS的最小导通时间Ton-min的最小导通时间控制信号min_ton；或非门NOR2基于关闭条件检测信号off det和最小导通时间控制信号min_ton产生同步整流关闭信号turn off。
在一些实施例中，如图6所示，驱动自恢复控制模块基于同步整流开启信号turnon和同步整流关闭信号turn off产生同步整流开关信号sr，并且基于SR开关管MS的漏端电压Vd、同步整流开启信号turn on、同步整流关闭信号turn off、以及同步整流开关信号sr产生开关管控制信号srg。
图7和图8示出了图1所示的开关电源采用图6所示的SR控制器时的多个信号的时序波形图。在图7和图8中，Isec表示流过SR开关管MS的电流，在SR开关管MS的一个开关周期内分为Isec1(n)、Isec2(n)两部分；Vd表示SR开关管MS的漏端电压；Gate表示用于控制SR开关管MS的导通与关断的栅极控制信号；on det表示整流开启检测信号；srg表示开关管控制信号；sr表示同步整流开关信号；min_ton表示最小导通时间控制信号；Ton-min表示SR开关管MS的最小导通时间。可以看出，在第n个开关周期中，Isec1(n)的正向电流持续时间小于Ton-min，在(Ton-min+ΔT)时间内srg处于高电平的持续时间与on det处于低电平的持续时间之和等于Ton-min(重叠部分不重复计算)，因此在第(n+1)个开关周期内Gate(n+1)会被屏蔽一个Ton-min时间(即，在Vd(n)下降到Vt(on)的时刻开始延迟Ton-min之后，控制SR开关管MS从关断状态变为导通状态)。在图7中，由于Isec1(n+1)的正向电流持续时间小于Ton-min，因此Gate1(n+1)被完全屏蔽，Isec1(n+1)没有反向注入。在图8中，由于Isec1(n+1)的正向电流持续时间大于Ton-min，因此Gate1(n+1)被屏蔽Ton-min时间后打出，Isec1(n+1)也不会反向注入。在第n/(n+1)个开关周期中，在K1·Tdem(n)/K1·Tdem(n+1)时间内，Vd>Vt(off)时，srg从高电平变为低电平，而sr保持高电平不变，Isec2(n)/Isec2(n+1)电流流过SR开关管MS的体二极管，当Vd<Vt(on)的持续时间大于Th时，Gate2(n)/Gate2(n+1)输出，使得SR开关管MS再次从关断状态变为导通状态。
图9示出了图6所示的驱动自恢复控制模块的示例实现电路图。在图9所示的驱动自恢复控制模块900中，INV1、INV2、INV3为反相器，AND1、AND2为与门，NAND1为与非门，dff1、dff2为D触发器，C为积分电容，vramp为积分电容C上的电压，reset为低脉冲触发放电信号，Ichar为与SR开关管MS的漏端电压Vd和系统输出电压Vout相关的充电电流，Idis为与系统输出电压Vout相关的放电电流，R为预定电阻阻值(图中未示出)。
在图9中，充电电流Ichar为积分电容C充电的时间为Tonp(n)(即，SR开关管MS的漏端电压Vd(n)的脉冲宽度)，放电电流Idis为积分电容C放电的时间为Tsamp(n)，在电路平衡时积分电容C上的充电电压和放电电压相等，即
Ichar·Tonp(n)＝Idis·Tsamp(n) (3)
结合等式(1)至(3)可得，
当图1所示的开关电源工作时，根据电感伏秒平衡原理可知，
(Vdp(n)-Vout)·Tonp(n)＝Vout·Tdem(n) (5)
其中，Tdem(n)为在SR开关管MS的当前开关周期中变压器T的副边绕组的退磁时间，结合等式(4)和(5)可得，
Tsamp(n)＝K1·Tdem(n) (6)
在SR开关管MS的当前开关周期中，RS触发器产生的采样信号samp处于高电平的时间等于Tsamp(n)。
当同步整流开启信号turn on从低电平变为高电平时，经INV1产生一个下降沿，输入到AND1后，AND1也产生一个下降沿，因此dff1、dff2同时输出高电平，即sr、srg_pre、srg同时从低电平变为高电平，SR开关管MS从关断状态变为导通状态；当同步整流关闭信号turn off从低电平变为高电平时，经INV2变为低电平，将dff2的输出置为低电平，即srg_pre从高电平变为低电平，srg也从高电平变为低电平，SR开关管MS从导通状态变为关断状态。同时，同步整流关闭信号turn off输入到NAND1，如果同步整流关闭信号turn off从低电平变为高电平的时间处于从变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的K1·Tdem时间内，sampi为低电平，NAND1的输出保持高电平不变，dff1的输出sr不会从高电平变为低电平，仍保持高电平状态，只有等sampi信号从低电平变为高电平时，同步整流关闭信号turnoff的翻转才能将dff1的输出置为低电平；所以，当Isec2再次起来时，此电流流经SR开关管MS的体二极管续流，Vd会再次掉到Vt(on)以下，此时驱动自恢复检测模块将Vd_in(此时等于Vd)与Vt(on)进行比较并计时，如果Vd<Vt(on)的持续时间大于Th，且处于从变压器T的副边绕组开始退磁的时刻开始的K1·Tdem时间内，则驱动自恢复检测模块的输出autor会翻转为低电平，AND1输出一个下降沿，dff2的输出srg_pre会翻转为高电平，此时sr维持高电平状态，srg从低电平变为高电平，SR开关管从关断状态重新变回导通状态。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。
Claims (11)
1.一种用于反激式开关电源的同步整流控制器，其中，所述非对称半桥反激式开关电源包括变压器和同步整流开关管，所述同步整流控制器被配置为在所述同步整流开关管的当前开关周期中：
在所述同步整流开关管从导通状态变为关断状态的情况下，判断所述同步整流开关管是否在从所述变压器的副边绕组开始退磁的时刻开始的第一预定时段内从导通状态变为关断状态，其中，所述第一预定时段的持续时间等于在所述同步整流开关管的当前开关周期中所述变压器的副边绕组的退磁时间的第一预定比例；以及
在所述同步整流开关管在所述第一预定时段内从导通状态变为关断状态的情况下，如果从所述同步整流开关管从导通状态变为关断状态的时刻到所述第一预定时段的结束时刻期间，所述同步整流开关管的漏端电压小于同步整流开启阈值的持续时间大于第一预定阈值，则控制所述同步整流开关管从关断状态变为导通状态，否则保持所述同步整流开关管处于关断状态。
2.如权利要求1所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
在所述同步整流开关管在所述第一预定时段以外的其他时间从导通状态变为关断状态的情况下，保持所述同步整流开关管处于关断状态。
3.如权利要求1所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
基于所述同步整流开关管的漏端电压和所述非对称半桥反激式开关电源的系统输出电压，利用电感伏秒平衡原理获取所述变压器的副边绕组的退磁时间。
4.如权利要求1所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
在所述同步整流开关管的漏端电压小于所述同步整流开启阈值且所述同步整流开关管的漏端电压从斜率计时起始电压下降到所述同步整流开启阈值的时间小于第二预定阈值的情况下，允许所述同步整流开关管从关断状态变为导通状态，其中，所述斜率计时起始电压是所述同步整流开关管的漏端电压在上一个开关周期的平台电压的第二预定比例。
5.如权利要求4所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
判断在所述同步整流开关管的上一个开关周期中从所述变压器的副边绕组开始退磁的时刻开始的第二预定时段内，所述同步整流开关管处于导通状态的持续时间与所述同步整流开关管的漏端电压小于所述同步整流开启阈值的持续时间之和是否大于所述同步整流开关管的最小导通时间，其中，所述第二预定时段的持续时间等于所述同步整流开关管的最小导通时间与预定时间增量之和；以及
在所述第二预定时段内所述同步整流开关管处于导通状态的持续时间与所述同步整流开关管的漏端电压小于所述同步整流开启阈值的持续时间之和不大于所述同步整流开关管的最小导通时间的情况下，从所述同步整流开关管的漏端电压下降到所述同步整流开启阈值的时刻开始延迟所述同步整流开关管的最小导通时间之后，控制所述同步整流开关管从关断状态变为导通状态。
6.如权利要求5所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
在所述第二预定时段内所述同步整流开关管处于导通状态的持续时间与所述同步整流开关管的漏端电压小于所述同步整流开启阈值的持续时间之和大于所述同步整流开关管的最小导通时间的情况下，无时间延迟地控制所述同步整流开关管从关断状态变为导通状态。
7.如权利要求4或5所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
在所述同步整流开关管处于导通状态的持续时间大于或等于所述同步整流开关管的最小导通时间且所述同步整流开关管的漏端电压大于同步整流关闭阈值的情况下，控制所述同步整流开关管从导通状态变为关断状态。
8.如权利要求7所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
基于所述同步整流开关管的漏端电压、所述同步整流开启阈值、以及同步整流开关信号产生同步整流开启信号；
基于所述同步整流开关管的漏端电压、所述同步整流关闭阈值、以及所述同步整流开关信号产生同步整流关闭信号；
基于所述同步整流开启信号和所述同步整流关闭信号产生所述同步整流开关信号；以及
基于所述同步整流开关管的漏端电压、所述同步整流开启信号、所述同步整流关闭信号、以及所述同步整流开关信号产生用于控制所述同步整流开关管的导通与关断的开关管控制信号。
9.如权利要求8所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
基于所述同步整流开关管的漏端电压产生漏端电压表征信号；
基于所述漏端电压表征信号和所述同步整流开启阈值产生开启条件检测信号；
基于所述同步整流开关管的漏端电压和所述同步整流开关信号产生整流开启控制信号；以及
基于所述开启条件检测信号和所述整流开启控制信号产生所述同步整流开启信号。
10.如权利要求8所述的同步整流控制器，进一步被配置为：
基于所述同步整流开关管的漏端电压产生漏端电压表征信号；
基于所述漏端电压表征信号和所述同步整流关闭阈值产生关闭条件检测信号；
基于所述同步整流开关信号产生用于控制所述同步整流开关管的最小导通时间的最小导通时间控制信号；以及
基于所述关闭条件检测信号和所述最小导通时间控制信号产生所述同步整流关闭信号。
11.一种反激式开关电源，包括权利要求1至10中任一项所述的同步整流控制器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310724223.1A CN116633159A (zh) | 2023-06-16 | 2023-06-16 | 反激式开关电源及其同步整流控制器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310724223.1A CN116633159A (zh) | 2023-06-16 | 2023-06-16 | 反激式开关电源及其同步整流控制器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN116633159A true CN116633159A (zh) | 2023-08-22 |
Family
ID=87638211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202310724223.1A Pending CN116633159A (zh) | 2023-06-16 | 2023-06-16 | 反激式开关电源及其同步整流控制器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN116633159A (zh) |
-
2023
- 2023-06-16 CN CN202310724223.1A patent/CN116633159A/zh active Pending
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Legal Events
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