CN116530218A

CN116530218A - 用于介质阻挡放电装置的驱动电路和控制介质阻挡放电中的放电的方法

Info

Publication number: CN116530218A
Application number: CN202180075097.0A
Authority: CN
Inventors: 胡安·马里奥·米尚; 威廉·贾米森·拉姆齐; 多米尼克·纽梅尔
Original assignee: Daphne Technology Co ltd
Current assignee: Daphne Technology Co ltd
Priority date: 2020-11-19
Filing date: 2021-11-19
Publication date: 2023-08-01
Also published as: GB2601215B; US20240008162A1; GB202110270D0; EP4248480A1; CA3199928A1; GB2601215A; KR20230104885A; GB202018200D0; AU2021380950A1; JP2023549949A; WO2022106622A1

Abstract

提供了用于介质阻挡放电装置的驱动电路。驱动电路包括：电源和电感，电源在使用中能够跨电介质放电间隙连接，电介质放电间隙提供电容；电感在连接时在电源与电介质放电间隙之间，从而在使用中建立谐振回路，其中，在使用中，在脉冲串中且仅在脉冲串期间功率被提供给谐振回路，每个脉冲串的脉冲频率在使用中可调谐到谐振回路的谐振频率，由每个脉冲串提供的功率对谐振回路进行充电并将谐振回路维持在发生放电点火的阈值，基于驱动电路在使用中被布置为在已经发生最大数量的放电点火事件之后禁止每个脉冲串将功率传输到谐振回路，每个脉冲串的放电点火事件被限制到最大数量。

Description

用于介质阻挡放电装置的驱动电路和控制介质阻挡放电中的放电的方法

技术领域

本发明涉及谐振电路，诸如与介质阻挡放电装置结合使用的谐振电路。

背景技术

介质阻挡放电(Dielectric barrier discharge，DBD)装置(诸如DBD型反应器)能够用于从通过该反应器的流体(诸如气体或液体)中去除不希望的物质。这些物质包括烃类、氮氧化物(NOx)和硫氧化物(SOx)。

DBD装置的一个应用是从废气中去除物质。在这样的应用中，以及在其他应用中，通过该装置的气体具有约大气压力的压力。在约大气压力下，DBD装置通常展现出几千伏(kV)到几十kV的点火/击穿电压。

在电学上，对于工业规模的气体净化系统，DBD装置施加了在约10纳法(nF)至约100nF之间的电容。这样的装置能够接收或接受跨电极的脉冲高电压，以引发或触发电极之间的等离子体点火(也称为介质阻挡放电)。

具有高电压转换速率(高dV/dt)和短脉冲宽度(约100纳秒(ns)至约10微秒(μs))的装置的激发导致更高的反应器效率。这允许对于给定量的电功率增加通过反应器的气体中的污染物的减少。然而，由于这种DBD装置的(由实际功率(P)与视在功率(S)的比率提供的)低功率因数(power factor，PF)有效地实现高功率传输是具有挑战性的。高功率传输效率意味着高效率，诸如高转换效率。

用于工业规模系统的可用的高电压脉冲功率设备通常使用具有约400伏特(V)至约1000V峰值输出脉冲电压的低电压脉冲生成单元以及随后的具有约1：20至约1：40的匝数比的升压变压器以满足所要求的等离子体点火电压电平。

由于DBD装置的低PF，需要大量的无功功率来重复地循环该装置处的电压。这导致相当低的实际功率量被实际地传输至等离子体，这提出了实现高效率的基本挑战。

为了举例说明这个难题，一种具有5nF等效电容和20千伏(kV)点火电压的DBD装置，为了实现用于介质阻挡放电的至少1μs的电压上升时间，需要100安培(A)的充电/放电电流。因此，对于1：20升压变压器，2kA峰值电流必须由用于DBD装置的脉冲生成单元的功率电子器件处理。

另一问题是，即使在这种情况下实现点火以提供介质阻挡放电，在等离子体点火之后储存在DBD反应器的电容中的剩余能量也不会回收。相反，该能量在脉冲生成单元中或在DBD反应器本身中消耗。脉冲生成单元中采用的功率半导体的由此产生的损耗和升压变压器中的绕组损耗导致不满意的功率转换效率，以及当将功率电子器件保持在安全操作温度内时限制最大可行的脉冲重复率。为了解决这个问题，需要将脉冲重复频率(pulserepetition frequency，PRF)限制为几百赫兹(Hz)的值。然而，这最终限制了传输到等离子体的平均电功率，这是不期望的和无效的。

与使用重复循环的装置相比，已知的是可用的谐振功率转换器设备，该谐振功率转换器设备还经常用于以连续的高频交流电流AC(非脉冲的)驱动DBD装置。实际上，已知这种系统在接近谐振频率操作时具有良好的功率转换效率和高的输出电压增益。然而，如在科学文献中所讨论以及基于实验证据，DBD反应器的连续高频AC激发通常导致不太有效的污染物减少。这种有效性的缺乏是由于由激发引起的击穿生成的活性种更少，并且被加热的烟道气消耗功率，而不是功率可用于引起活性种的进一步生成。

因此，需要解决DBD装置中的低总效率和有限的平均功率传输能力，同时保护电路免受高峰值电流的损坏。

发明内容

根据第一方面，提供了一种用于(即，适合于)介质阻挡放电装置的驱动电路，电路包括：电源和电感，该电源在使用中能够跨电介质放电间隙连接，电介质放电间隙提供电容；该电感在连接时在电源与电介质放电间隙之间，从而在使用中建立谐振回路，其中，在使用中，在脉冲串中且仅在脉冲串期间，功率被提供给谐振回路，每个脉冲串的脉冲频率在使用中可调谐到谐振回路的谐振频率，由每个脉冲串提供的功率对谐振回路进行充电并且将该谐振回路维持在(在电介质放电间隙处)发生放电点火的阈值，基于该驱动电路在使用中被布置为在已经发生最大数量的放电点火事件之后禁止每个脉冲串将功率传输到该谐振回路，每个脉冲串的放电点火事件(诸如在任何一个脉冲串的时间段期间发生的放电点火事件)被限制到最大数量。

通过向谐振回路提供功率的脉冲串，在每个脉冲串的持续时间内，存储在谐振回路中的能量的量增加，也称为对谐振回路“充电”。当跨电介质放电间隙的电势差达到阈值(V_th)时，跨电介质放电间隙发生介质阻挡放电。通过将脉冲串的脉冲频率(我们意图通过该脉冲频率表示单独的脉冲之间的时间段的倒数或脉冲串内的脉冲的周期时间段的倒数)调谐至谐振回路的谐振频率，充电过程引起电势差的振幅的快速增加。这在例如小于十个周期内将电势差振幅增加至阈值以达到发生介质阻挡放电的阈值(该阈值也可被称为“点火阈值”)。

通过使用第一方面的装置来提供对电流施加应力的限制。使用这样的装置通过建立到阈值的电势差，借助于谐振回路电压增益来实现对电流施加应力的限制，从而减少驱动电路中的功率损耗，该阈值在脉冲串期间的几个周期(即，单独的脉冲)内发生。在传统的脉冲等离子体系统中，通过使用单个脉冲提供等离子体放电，需要高的升压变压器，导致更高的电流，以及由此增加在初级绕组侧上的电流施加应力。

进一步地，在不需要过电流检测的情况下保护电源免于短路。这是由于谐振回路的电感提供足够的阻抗以在电源的输出端子短路的情况下(例如，由于在介质阻挡处的短路故障)限制电流。

此外，通过限制放电点火事件的数量，减少仅用于加热或生成较少活性种的能量消耗。实际上，我们已经发现，通过实施谐振AC和有限脉冲激发的这种混合，可提供有效的污染物减少，同时还具有高功率转换效率。

因此，总体上，在根据第一方面的装置中，(由于谐振操作)实现了高效率地向介质阻挡放电装置传输功率，同时还限制电流施加应力并且保护免受短路，从而保护电路部件。

电介质放电间隙旨在是电介质放电装置的电极之间的间隙。由于该间隙，电介质放电间隙通常提供电容，进一步的电容由电介质提供。当然，当根据第一方面的驱动电路跨放电间隙连接时，由于该间隙的边缘/侧面由电极提供，所以旨在以允许驱动电路向电极提供电流并跨电极建立电势差的方式，将驱动电路连接(即，电连接)到至少电极。在不同示例中，驱动电路仍然可以通过连接到导线或电缆来跨电介质放电间隙连接，导线或电缆连接到形成包括驱动电路和电介质放电间隙的闭合电路的电极。

由谐振回路供应的功率的周期时间段旨在指电流和/或电压(仅)通过如由频率确定的单个振荡周期所花费的时间段。换言之，由谐振回路供应的功率的周期时间段旨在是电流和/或电压(仅)通过单个波长所花费的时间。

此外，通过术语“放电”，我们旨在意指某种形式的放电，如等离子体生成放电。通常，这意味着在施加的电场中通过介质(诸如气体)释放和传输电力。以细丝形式的电子流从一个位置传递到另一位置或在两个点之间通常实现释放和传输电力。电子流通常是细丝形式的电子的瞬态流。由此，我们旨在意指在放电期间在微放电/细丝中的电子流在每次单独的放电点火事件中仅持续短时间。当然，如果维持合适的条件，随时间推移可能存在许多细丝。放电允许在所施加的电场中通过气体传输电力。

电介质在电介质放电间隙处的存在通常不允许电弧或火花发生(即，在电极之间生成持续电流的放电)。相反，电介质在电介质放电间隙处的存在通常仅允许微放电发生，该微放电通常仅持续几微秒。这提供了必要的能量和组分，以有助于化学反应路径，从而分解放电所通过的介质中的化合物，同时限制提供持续放电所需的功率量。

通过提供这种放电，能够通过生成与流体相互作用的高能电子来引起实际功率到介质的传输。这是由于当实际功率传输至介质时，电能至化学能的转换，使得能够分解介质或介质的组分。由于多种因素(例如电路、电极、电介质中的损耗和/或加热介质)该转换可导致损耗。此类损耗通常是不希望的，但是在该过程中可能是不可避免的。因此，损耗可以被最小化以具有高能电子的最大产生速率。

转向由根据第一方面的驱动电路引起的放电可被认为是在达到点火阈值之前最初不存在放电的过程。这意味着放电间隙(例如电极之间)中的气体没有被离子化，并且没有放电，特别相关的是，功率不被递送到气体。然而，一旦达到阈值，就发生放电。这由单个点(诸如在限定放电间隙的一侧的电极的表面上的某种形式的亚宏观结构)导致形成无数的瞬态细丝(每个表示微放电)。每个细丝的寿命(即，存在相应细丝的时间段)为几十纳秒量级。仅在这些瞬态微放电的寿命期间，在放电间隙中形成高能电子，从而允许将功率递送到间隙中的介质。由于能级足以引发化学反应，由所生成的高能电子递送的功率能够引发污染物分解。

将放电间隙维持在电压阈值处无限期地引起电极的表面上的电荷累积和DBD装置的电介质放电间隙的介质阻挡。这可以通过使用脉冲来避免。由于脉冲提供的交变极性，脉冲可被认为是将放电间隙处的瞬时电压维持在点火阈值的时间量限制为几微秒量级的时间段。这意味着在此时间段仅能够产生瞬态细丝。因此，可发生微放电的时间段可被认为限于放电间隙处的瞬时电压维持在点火阈值的时间量，那些瞬态细丝的总和可被认为是“宏观放电”或“放电事件”。

鉴于前述四段，术语“放电点火事件”因此旨在是宏观放电或放电事件的开始；或换言之，瞬态细丝形式的微放电能够发生的时间段的开始，这是在达到阈值时的开始。此阈值通常为电压阈值，例如电介质放电间隙处的以跨电极/电介质层和限定间隙的电极的电势差(例如，ΔV)的形式的电压阈值。

在使用中，可调谐到谐振回路的谐振频率(还能够被称为“谐振频率”)的脉冲串的脉冲频率旨在意指该脉冲频率可以被调谐到能够被认为是谐振频率的频率中的一个或更多个。这些频率包括理论谐振频率(即，当不考虑现实世界影响时将被计算为谐振频率的频率)，或者实际应用的谐振频率(诸如考虑现实世界影响的频率)，实际应用的谐振频率可以包括导线和/或其他部件中的电感和/或电阻、阻尼或阻抗中的一个或更多个。因此，如下面进一步详述的，零电压开关频率。

放电点火事件的最大数量可以通常在一个事件与五个事件之间，例如在一个事件与三个事件之间，包括(仅)一个事件、两个事件或三个事件。通过限于如此少的放电事件，我们已经发现，这产生了最节能和有效的污染物分解。这是因为由于放电点火事件而发生的能量传输限制向放电间隙中的介质传输，由此引导较高比例的能量以引起介质中的化合物的分解。

该驱动电路可以进一步包括相位计，该相位计与谐振回路通信并且在使用中被布置为在每个脉冲串期间(如通过监测)识别提供给谐振回路的功率的相移，该相移对应于放电点火事件的发生，其中驱动电路在使用中可以被进一步布置为基于从每个相应的放电点火事件起在相应的脉冲串中的脉冲数量来确定何时已经发生最大数量的放电点火事件。

我们已经发现，这种相移表示放电的开始，因此，有可能(如通过对从该点向前的脉冲串中的脉冲数量进行计数或了解)识别从该点发生的放电点火事件的数量。这意味着可确定何时已经达到最大数量的放电点火事件以停止进一步发生放电点火事件。通过监测例如谐振回路的输入处的电压-电流相移(诸如在H桥端子处测量的电压-电流相移，以下进一步详述该H桥的相关性)，可以检测到第一放电点火事件。在谐振回路的充电期间(例如，快速电压建立)，通常接近(在谐振时激发的)零相移。然而，一旦等离子体作为放电点火事件的一部分被点火，则由于“点火”放电间隙所施加的电容的增加，谐振频率通常发生偏移。当被监测时，可以通过监测相移来立即检测该谐振频率偏移。

如上所述的这种相位计(例如，相位检测单元)可以由控制器、处理器、微处理器或微控制器或能够监测至少两个信号的相位的另一这种装置提供。

另外地或可替代地对于相位监测或使用相位计，每个脉冲串可以具有预调谐的或优化的脉冲数(即，脉冲串内的脉冲数量)。通常可以计算或模拟为谐振回路充电将需要多少脉冲，通常每个脉冲(仅)存在单个放电点火事件，或者至少可以计算每个脉冲将引起多少放电点火事件。这允许可以将脉冲串中的脉冲数量设置为至少希望的放电点火事件的最大数量加上对谐振回路充电所需的脉冲数量。如果使用这种方法，则诸如当脉冲被用于使谐振回路放电时，当然可以存在包括在相应的脉冲串中的另外的脉冲。如果使用该方法，这些脉冲还可包括在每个脉冲串需要多少脉冲的计算中。

该电路可以进一步包括跨电源连接的功率存储装置，该功率存储装置在使用中被布置为在每个脉冲串之后(或在已经发生最大数量的放电点火事件之后)接受和存储来自谐振回路的功率放电(即，功率耗尽)。这提供用于存储/回收电路内的功率的装置，否则该功率将由于谐振回路中的能量消耗而损耗。这减少了脉冲串之间的能量损耗，并且允许所存储的能量有助于形成下一个高电压脉冲串，这导致效率增加。

能够通过被动或主动方法来实现能量或功率恢复。通常，使用主动方法，诸如，驱动电路通常在使用中被布置为在已发生最大数量的放电点火事件之后使脉冲串(中的脉冲)的相位偏移180度(°)。通过实现该机制，当用于能量回收的被动方法(以及可能地任何其他主动方法)是不可能的时(例如由于使用松散耦合的空心变压器)，能够实现能量回收。由此，这允许仍然实现从能量回收可实现的效率增益。相移可以针对与脉冲串中用于将谐振回路充电至阈值的脉冲数量相同的脉冲数量而存在，尽管将有可能针对不同数量的脉冲应用相移。这在谐振回路充电和放电时维持类似的功率流。

该电路可以进一步包括在电源与谐振回路之间的逆变器，该逆变器在使用中被布置为调制从电源到谐振回路的功率供应。这允许提供给谐振回路的功率的性质和特性由电路内的部件而不是由到电路的任何输入来确定。与由电路输入处提供的功率确定该功率的性质和特性时相比，这提供了大量的定制和更改。

逆变器可以是任何合适类型的逆变器。通常，逆变器是H桥或半桥。这提供了用于提供逆变器功能的简单机制，同时还允许对来自逆变器的输出的直接及容易的控制，以实现在每个脉冲串结束时对存储在谐振回路中的能量的被动和/或主动恢复。

当使用H桥或半桥时，用于桥式逆变器的开关可以是任何合适的开关，诸如机械开关或功率晶体管开关。通常，逆变器的每个开关可以是硅或碳化硅(金属氧化物半导体场效应晶体管，MOSFET)开关、硅绝缘栅双极型晶体管(IGBT)开关、或氮化镓功率晶体管(FET)开关。硅MOSFET开关通常具有约650V的阻断电压；碳化硅(SiC)MOSFET开关通常具有约1.2kV的阻断电压；硅IGBT开关通常具有约650V或约1.2kV的阻断电压；氮化镓FET开关通常具有约650V的阻断电压。还可以使用具有串联连接的几个低电压装置的多电平桥臂(bridge-leg)以实现高(更高)阻断电压桥臂。然而，通常需要一种机制来确保跨开关均等地共享电压，这使得事物复杂且较不耐用。这就是为什么在根据第一方面的驱动电路中通常使用2电平H桥。在逆变器中使用上述开关还允许部件保持简单。由于宽带隙(Wide bandgap，WBG)半导体(例如SiC和GaN)优于基于Si的功率半导体的性能，因此宽带隙半导体通常被使用。

供应到谐振回路的脉冲频率(例如，作为脉冲串提供时的电压波形的频率)可以恰好是该谐振回路的谐振频率(诸如一阶谐波的频率(即，基频或自然频率))，或在谐振频率附近(诸如在谐振频率的范围内)。如果使用较高阶谐波，则由于谐振回路通常具有低通特性，所以比一阶谐波高的阶谐波被衰减或阻尼。这就是为什么跨电介质放电间隙产生的电流和电压几乎是完全正弦的，即使激发通常以方波形提供。

当使用使用开关的逆变器(诸如H桥或半桥逆变器)时，每个脉冲串的脉冲频率可以是零电压开关(ZVS)频率。这通常略高于谐振回路的精确谐振频率，例如高于精确谐振频率约5％至约10％，并且不超过约10％，这取决于电路的品质(Q)因数。这减少了由开关引起的损耗并且减少了由开关引起的电磁干扰(EMI)，从而使逆变器更有效并且减少由逆变器产生的噪声。

电路可进一步包括变压器，变压器的次级绕组形成谐振回路的一部分，变压器是升压变压器。这降低了谐振回路中所需的最小电压增益，以通过升高电压输入电平来实现介质阻挡放电电压电平(即，V_th)。此外，变压器的使用减少了接地电流(在DBD装置的电极与任何周围的金属壳体之间的寄生电容中流动的电流)，由此减少了EMI。虽然变压器可位于电路中，初级绕组形成谐振回路的一部分而不是次级绕组，但是在次级绕组形成谐振回路的一部分的布置中，能够降低变压器的千伏安(kVA)额定值。在这种情况下，可以补偿DBD装置的无功功率。

当使用变压器时，该电路可以在使用中被布置为在每个脉冲串之后使初级变压器绕组短路。当从谐振回路回收/恢复能量时，通常在能量已经被回收之后(诸如在对应的脉冲串已经过去之后)施加初级绕组的短路。使初级绕组短路减少了由于构成谐振回路的部件而可能发生的振铃。当使用逆变器时，可以在使用中通过接通逆变器的低侧或高侧来实现变压器初级绕组的短路。这避免了在电路中包括其他部件的需要，由此限制部件数量。

谐振回路的电感可由一个或更多个部件提供或贡献，且可由电路内的部件之间的导线或电缆中的电感提供。至少一部分电感(诸如电感中的一些或全部)可由变压器提供。这利用了变压器的通常不期望的特性，从而允许该特性被用作对电路运行的贡献。由变压器提供的任何电感可以是变压器的漏电感(也称为杂散电感)。在一些情况下，这可允许谐振回路不需要还包括电感器作为特定部件。

如下面更详细的阐述，变压器可以是空心变压器。当使用空心变压器时，这可以在绕组之间具有高达60％的磁耦合。使用空心变压器(例如，在绕组之间具有60％磁耦合的空心变压器)增强了能够由变压器提供的电感，减少了对谐振回路具有任何其他电感的需要。此外，谐振电感以及因此谐振回路的谐振频率可通过在使用空心变压器时调节初级绕组(也称为发射线圈)和次级绕组(也称为接收线圈)之间的距离来调谐。这减少了将已知在现有系统中执行的附加电容器放置到电路中的需要，由此减少了部件数量。由于当使用空心变压器时发生的平面感应功率传输，这是可实现的。允许实施空心变压器的其他布置也是可能的。

空芯变压器绕组与其他变压器(即，非空芯或实心芯变压器)相比具有低耦合。这允许变压器的次级(即，高电压)侧在未从初级侧施加电压时(例如，在所有开关断开并且体二极管不导通时)自由振荡。以上详述的用于主动能量回收的方法(即，一些脉冲的180°相移)去除了这些振荡，并且在使用空心变压器时避免了功率损耗。

变压器可具有约1：1至约1：10(诸如约1：5)的初级变压器绕组与次级变压器绕组的升压比。通过应用此布置，以下等式成立，其对于已知系统通常不成立：

其中，V_dc是由DC链路电源提供的电压，n是变压器的匝数比(即，N₁/N₂，对应于初级绕组的数量除以次级绕组的数量)，V_th是DBD装置的点火电压或放电阈值。如在下一段中阐述的，这降低了增益需求

针对DBD装置中的约20kV的介质阻挡放电点火电压阈值，这意味着当至驱动电路的输入电压为约800V时，约1：5的升压比需要约5倍的最小谐振回路电压增益。与主要依赖于高升压变压器(1：20或更大)以获得所需放电电压电平的传统脉冲功率和谐振转换器系统相比，这实现了变压器升压与谐振回路电压增益之间的最佳平衡，显著减小驱动电路的电流应力。

直到达到放电阈值，在谐振回路中存在最小的阻尼。这是因为在充电期间在谐振回路上没有负载(诸如传输到放电间隙中的介质的功率)。与已知的谐振系统相比，在这样的系统中，通常总是存在负载，因为存在连续或延长的放电，该放电产生负载。

与已知系统相比，根据第一方面的驱动电路的谐振回路上的负载的缺乏导致非常高的电压增益(例如具有大于50的Q值的增益)。与已知系统不同，谐振回路的可实现的电压增益不依赖于负载(如所指出的，通常对应于当发生电介质放电时传输到气体的功率)。相反，其(仅)取决于谐振回路的寄生电阻(诸如由磁性元件和电极的电阻产生的那些寄生电阻)。

进一步，由于缺乏负载，这允许更快速的充电并且允许脉冲串的脉冲频率尽可能接近该谐振回路的真实谐振频率(例如不考虑在现实中通常存在的阻尼效应的理论谐振频率)。这是因为阻尼的量是如此低，使得当设定脉冲频率时需要考虑最小的阻尼。这增强了能量传输能力，使得驱动电路更有效。

当存在变压器时，需要该变压器的升压匝数比的尺寸(即，为变压器升压匝数比设定的规格)也仅取决于谐振回路的寄生电阻。如果同样要考虑负载，那么变压器升压匝数比的尺寸也将需要考虑负载。这允许将来自变压器的损耗保持为最小，从而与需要考虑负载时相比，降低了使用变压器对驱动电路的效率的影响。

作为提供电感的变压器的替代或附加，电感的至少一部分(诸如电感的一些或全部)可由电感器提供。这提供了被设计为提供待使用的电感的部件，由此优化电路。在电感部分地或全部地由电感器和变压器提供的情况下，每个电感器和变压器贡献于电源与电介质放电间隙之间的电感，由此贡献于谐振回路的电感。

当提供单独的变压器和电感器时，存在电路的若干可能的布置。一种布置是将电感器连接到谐振回路的输入(诸如逆变器的输出)，电感器进而连接到变压器的初级绕组；然后，变压器的次级绕组跨电介质放电间隙连接。另一种布置是将谐振回路的输入连接到变压器的初级绕组；将次级绕组连接到电感器，电感器与电介质放电间隙串联连接。在这些布置的每个中，变压器的漏电感或杂散电感有助于谐振回路的谐振电感值(即，电感)。自然地，如果谐振回路放置在变压器之后，则变压器的kVA额定值降低，因为电介质放电装置的振荡无功功率没有通过变压器。

另一布置是使谐振回路的输入连接到变压器的初级绕组；变压器的次级绕组跨电介质放电间隙连接。在该布置中，由于没有设置单独的电感器部件，变压器的漏电感或杂散电感将需要足够大以在期望的谐振频率下补偿跨电介质放电间隙的负载。这可以借助于变压器来实现，该变压器在绕组之间具有非常低的耦合，如在下文中更详细地提及的针对空芯变压器(即，无磁芯)的情况。

根据第二方面，提供了一种用于提供介质阻挡放电的系统，系统包括：介质阻挡放电装置和根据第一方面的驱动电路，该介质阻挡放电装置具有至少两个电极，在至少两个电极之间具有用于流体的间隙，间隙限定电介质放电间隙，电介质层位于至少两个电极之间；驱动电路的电源跨电介质放电间隙连接。

电介质层可位于电极之间，诸如在放电间隙中，但不接触电极。通常，至少一个电极可以具有安装到其上的电介质层(或者，当仅存在单个电介质层时，为该电介质层)。

可以在至少一个电极上安装亚宏观结构。(当电介质部分/层安装在电极上时)将亚宏观结构应用于电极或电介质部分是技术上困难的过程，因为需要在结构内维持顺序并且难以将结构附接至电极或电介质部分的表面。此外，使用亚宏观结构实现“板到点”结构，引起电场强度的均匀性的差异，因为结构的端部处的场强度高于(例如)电极上的场强度，该电极通常具有场在其上扩展的更大区域。然而，我们发现，在介质阻挡放电设备中使用亚宏观结构允许使用较少的功率。这是因为，在使用中，当在阳极和阴极之间建立电场时，结构场发射电子。场发射导致阳极和阴极之间的间隙具有升高的电子密度。这节省了功率，因为存在更多的电子来引发化学反应。当在物理应用中使用时，通常保持经典过程和量子过程彼此分开时，这通过将介质阻挡放电的经典静电现象与以场发射形式的隧穿(tunnelling)的量子现象组合来实现。

通过连接到电极或电介质部分/层中的至少一个的结构，我们旨在意指至少一个结构连接到至少一个电极或电介质。这意味着多于一个电极和/或电介质部分可以具有与其连接的一个或更多个结构。当然，可以有多个结构，每个结构连接到电极或电介质部分中的一个，例如所有结构仅连接到单个电极或仅连接到电介质部分、或者一个或更多个电极和/或具有连接到其的一个或更多个结构的电介质部分。旨在当结构连接至电极或电介质部分时，该结构仅连接至相应的电极或电介质部分，并且也不连接至另一电极或电介质部分(当连接至电极时)。

亚宏观结构可以是纳米结构。纳米结构可以是碳、硅、氧化钛或氧化锰纳米线、纳米管或纳米角、或不锈钢、铝或钛微针。纳米结构通常可以是碳纳米管(CNT)。已经发现CNT在暴露于电场时是非常好的电子场发射体。CNT和其他材料可在相对低的施加电压下产生大量电子，因为它们非常高的纵横比(通常为50至200纳米(nm)的直径相对于1至2毫米(mm)的长度，即5,000至40,000纵横比)和它们的低功函数(通常为约4电子伏特，eV)。高纵横比导致在CNT尖端处的大场增强，其中在低施加电压下可实现几伏/微米(也称为微米(V/μm))。来自CNT的场发射所需的最小电场强度通常为约30V/μm。这可以通过改变CNT的长度、CNT的直径、用于产生电场的电极之间的距离、以及用于建立电场的施加电压中的一个或更多个来实现。如果使用CNT阵列，则阵列的密度也可以是变化的，以改变电场强度，因为CNT倾向于彼此屏蔽。

纳米结构可以是多壁CNT(MWNT)或金属单壁CNT(金属SWNT)。

该结构可电连接至电极中的至少一个。附加地或可替代地，与结构或每个结构电连接的电极或每个电极可在使用中被布置为提供阴极。

纳米结构的长度与宽度的纵横比可以为至少1,000(即1,000比1)。纵横比为至少1,000的纳米结构比纵横比较低的纳米结构提供更有效的场发射。纵横比可以是至少5,000或至少10,000。已经发现增加纵横比进一步增加场发射的效率。

电极可以是用于提供允许在其之间建立电场的电极的任何适合的材料。通常，电极可由导电金属制成。

该电介质部分可以连接至第一电极(如阳极)，该结构可以连接至第二电极(如阴极)。这允许将电介质部分和结构应用到各个电极上是独立的，这避免了用于将电介质部分施加到电极和用于将结构施加到电极的过程分别损坏结构或电介质的可能性。因此，这简化了设备的制造过程并且降低了制造中的故障率。

电介质部分和结构的使用提供了降低建立介质阻挡放电所需的功率和电压的协同效应。此外，通过减少火花的量，并由此减少由介质阻挡放电引起的磨损和损坏的量，使用电介质部分允许介质阻挡放电更加可控。如果在没有电介质部分的情况下使用结构，则更大量的火花将限制结构的有效性，因为这通常比设备的其他部分更容易受到来自火花的损坏的影响。相反，如果在没有结构的情况下使用电介质，则在经过电极之间的流体中引发击穿的电子的密度将较低，并且因此需要较高的能量来实现相同的还原效率。这样，使用电介质和结构的组合效果具有比单独使用电介质和结构所提供的益处更大的益处。

该电介质部分可以是云母、石英、氧化铝(即，Al₂O₃)、二氧化钛、钛酸钡、熔融二氧化硅、硅酸二氧化钛、氮化硅、氧化铪或陶瓷中的一种或更多种。在这种情况下，短语“一种或更多种”旨在意指当使用两种或更多种指定材料时，两种或更多种指定材料的组合。

通常，该电介质部分是石英。这是因为作为这种材料的石英是容易获得的、低成本的、可以被大量处理并且可以具有高的热应力耐受性。可替代地，该电介质部分可以是云母。云母是有益的，因为它具有比其他电介质材料(例如玻璃)稍高的介电常数。

该系统可进一步包括连接至驱动电路的控制器，该控制器在使用中被布置为基于提供给控制器的输入来调节供应给驱动电路的谐振回路的功率。这允许修改在使用中提供给谐振回路的功率，从而提供当系统内的参数在使用期间改变时做出改变的能力，引起系统内的特性偏移。例如，在电极之间经过的流体的改变可以引起谐振回路的电容的改变，从而改变谐振频率。控制器随后可用于在脉冲串期间调节提供给谐振回路的脉冲频率。

该控制器可以在使用中被布置为调节脉冲频率(如电压波形或电流波形的频率)、和/或脉冲串频率、和/或脉冲串中的脉冲数量、和/或脉冲串的数量和/或脉冲串重复频率。这提供了宽范围的调节，可以进行这些调节以允许所提供的功率被定制为在系统的使用过程中提供最佳的介质阻挡放电发生。

提供给控制器的输入可以包括一个或更多个相关参数。通常，输入包括在驱动电路的输出处的电压和电流，诸如在逆变器的输出处的电压和电流。这允许计算在所供应的电压与电流之间的相位角以及脉冲串平均相位。这可以用于优化在脉冲串期间提供的脉冲频率。因此，控制器可以在使用中被布置为确定(我们旨在通过该确定意指“计算”)电压与电流之间的相位差。当然，这可以由另外的部件确定。

如上所述，此相位差还可以用于检测介质阻挡放电的发生的开端。检测该开端可以允许在将脉冲串从提供能量转变成例如在限定数量的放电点火事件之后的能量回收时对该开端进行识别。同样如上所述，在放电间隙中介质阻挡放电的发生增加了有效电容。这导致谐振频率的减小，并且因此导致对于给定的驱动频率(诸如脉冲串的脉冲频率)的可测量的相位差的增加。鉴于此，可以看出，驱动电路的相位计和控制器可以彼此是相同的部件。可替代地，控制器和相位计可以彼此通信，或者控制器可以结合相位计，诸如作为控制器的部件的相位计。

该驱动电路可以包括在驱动电路的电源与谐振回路之间的逆变器。在这种情况下，电压和电流可以从逆变器的输出提供。这允许对提供给谐振回路的输出进行更细粒度(即更精确)的控制，这比在AC电源简单地连接到谐振回路以供电的情况下所能实现的控制水平高，这是由于使用逆变器可以实现更高的频率。此外，较高的AC频率是使用能够提供较短的介质阻挡放电的逆变器可实现的。这允许与使用标准AC电源来维持通过限制放电点火事件的数量而实现的效率增益相比，更简单地限制放电点火事件的最大数量和更快地控制。

该控制器可以进一步连接至介质阻挡放电装置，该输入包括在使用中通过该装置的流体的一个或更多个特性。这允许当寻求优化系统的性能时考虑流体的特性。

该系统可以包括多个介质阻挡放电装置和多个驱动电路，每个驱动电路跨一个或更多个介质阻挡放电装置的电介质放电间隙连接，可选地，在使用中仅布置单个电源来为所有驱动电路提供电源。这允许对该系统进行缩放以便适应通过该系统的各种体积的流体，例如经过待清洁的废气的各种大小的发动机。

根据第三方面，提供了一种控制电介质放电装置中的介质阻挡放电的方法，该方法包括：向具有一系列电脉冲串的谐振回路提供功率，每个脉冲串的脉冲频率被调谐至该谐振回路的谐振频率，该谐振回路跨电介质放电装置中的电极之间的间隙连接，谐振回路的电容由电介质放电装置提供，由每个脉冲串提供的功率对谐振回路进行充电并且将谐振回路维持在发生放电点火的阈值；在已经发生最大数量的放电点火事件之后，通过禁止每个脉冲串将功率传输到谐振回路，来提供每个脉冲串的最大数量的放电点火事件；以及禁止在脉冲串之间将功率传输到谐振回路。

术语“禁止”旨在意指被动地或主动地禁止功率传输至谐振回路，如通过不提供可以将功率传递至谐振回路的路径或通过相应地将路径转移至可替代电路。

如上所述，放电点火事件的最大数量可以在1(一)个事件和5(五)个事件之间。

该方法可以进一步包括在每个脉冲串期间识别提供给该谐振回路的功率的相移，该相移对应于放电点火事件的发生；以及基于从每个相应的放电点火事件起的脉冲串中的脉冲的数量，确定何时已经发生最大数量的放电点火事件。这提供了避免超过最大数量的事件的准确方法。

每个电脉冲串可以是电压脉冲串。由此，我们旨在意指电脉冲串可以由电压脉冲串提供，诸如可以被用作谐振回路的激发波形的电压波形，并且其可以在谐振回路中感应出电流波形。

该方法可以进一步包括调制该脉冲频率、和/或脉冲串的频率、和/或该一系列电脉冲串中的脉冲串的数量、和/或每个脉冲串中的脉冲的数量。值得注意的是，能够通过调制功率或功率的成分(诸如电压和/或电流)来调制功率频率。功率的频率是对功率有贡献的电压波形的频率(脉冲频率旨在代表该频率)的两倍，对于功率系统通常是这种情况。如果电压和电流各自是正弦波形，则功率将是正弦波形的平方(即，Sin^2)，并且光谱分解将示出在两倍的激发(即，电压)频率下的基频。

该调制可以基于提供给谐振回路的功率的特性的相位差和/或通过该装置的流体的一个或更多个特性。

可经由变压器向谐振回路提供功率，该方法还包括在重复的脉冲串之间使变压器初级绕组短路。这防止(即，减轻)变压器的磁化电感与DBD反应器的电容之间的不希望的振荡。

可以通过在电源和谐振回路之间的电路中的切换来设置提供给谐振回路的每个脉冲串的脉冲频率。

对于每个脉冲串，可在已发生最大数量的放电点火事件之后使谐振回路放电(即，耗尽)。这可以通过主动恢复或被动恢复来实现。在这样的情况下，该方法可以进一步包括存储通过放电从谐振回路传出的能量。以这种方式回收能量显著增加了该方法的能量效率。

通常，在一个脉冲串的结束时间与下一个脉冲串的开始之间存在时间差。换言之，在一个脉冲串的结束与下一个脉冲串的开始之间可能通常存在一个时间段，在该时间段期间没有脉冲，这允许将一个脉冲串与下一个脉冲串区分开来并且避免连续的脉冲串之间的任何并行部分或重叠。

附图说明

下面参考附图详细描述示例电路和操作示例电路的方法，其中：

图1示出了根据现有技术装置的脉冲串中的电压和电流的示例曲线图；

图2示出了示例介质阻挡放电装置中的电子辐射和介质阻挡放电净化技术的原理的示意图；

图3示出了在示例电路中施加的电压、电流和功率的示例曲线图；

图4示出了比较所施加的间隙电压与输出电压的电压相对于时间的示例曲线图以及对应的输出电流相对于时间的放大部分曲线图；

图5示出了示例电路；

图6示出了另外的示例电路；

图7示出了另一示例电路；

图8示出了操作示例电路的示例方法；

图9示出了开关顺序随时间变化的示例图和所产生的电压随时间变化的示例曲线图；

图10示出了针对功率传输速率的电压随时间变化的示例曲线图；

图11示出了用于示例电路的示例控制器；

图12示出了在示例脉冲串期间电压和电流随时间变化的另外的示例曲线图；

图13示出了另外的示例控制器；

图14a和图14b示出了开关顺序随时间变化的示例图以及所产生的电压随时间变化的示例曲线图；

图15示出了在没有能量回收的情况下，谐振回路输入电压和电流以及所产生的DBD装置电压相对于时间的示例曲线图；以及

图16示出了在能量回收的情况下，谐振回路输入电压和电流以及所产生的DBD装置电压相对于时间的示例曲线图。

具体实施方式

当使用DBD装置时，脉冲系统能够用于点燃装置中的电极之间的介质阻挡放电。如上所述，用于工业规模的DBD系统的可用的高电压脉冲功率设备通常采用具有400V至1000V峰值输出脉冲电压的低电压脉冲生成单元以及随后的具有1：20至1：40匝数比的升压变压器以满足所需的介质阻挡放电电压电平。

图1中示出了具有常规高电压脉冲生成器的单个脉冲的特性电压和电流波形。这示出了针对现有技术使用用于为大DBD装置充电的高电压脉冲调制器系统生成的单个脉冲的两幅曲线图，一幅曲线图是电压相对于时间，另一幅曲线图是电流相对于时间。

可以看到电压曲线图开始于0V，然后脉冲在约1微秒(μs)内升高至约22kV的峰值。然后，电压在约另外1.5μs的过程中从峰值下降到约12kV的电平。然后，在约21μs内，电压的下降减慢至线性下降至0V。

从峰值的下降是由DBD装置和变压器寄生之间的自然谐振引起的。谐振使振荡开始，可以看出该振荡发生在从峰值的下降中。然后，通过脉冲停止来停止谐振，从而切断所提供的电压。因此，从该点起，发生线性放电。如果脉冲未停止，则循环波形将是可见的。

对应的电流曲线图示出了在约0.5μs内电流从0A增加到约90A的峰值。然后在约1μs内降至约-40A(负40A)并且在约另外1μs内回到0A。

电流的变化发生在电压通过其峰值并回到12kV所花费的相同时间段内。在电压达到其峰值时的大约点处引发介质阻挡放电，并在电压从峰值返回至12kV时结束介质阻挡放电。从此点回到0V的线性斜率是由于在发生介质阻挡放电之后脉冲生成单元中从存储在DBD装置的电容中的能量的能量消耗。

如上所述，由于在DBD装置中由实际功率与视在功率的比率确定的低功率因数PF，即，重复循环反应器处的电压所需的大量无功功率和实际传输到等离子体的相对较低的实际功率量给实现高功率传输效率带来了根本的挑战。

作为示例，根据等式1，具有5nF的等效电容和20kV点火电压的DBD装置需要100A的充电/放电电流，以便实现至少1μs的电压上升时间。如果使用1：20升压变压器，则需要2kA峰值输入电流，并且必须在通过变压器之前由各种电子器件部件和脉冲生成单元处理。

为了克服此消极的方面，我们已经开发了以下详细阐述的示例装置、系统和方法。此类装置能够用于净化废气，如在GB 2010415.4中公开的设备，该专利通过引用结合在本文中。该设备利用具有亚宏观特征的功能化电极、碳纳米管(carbon nanotube，CNT)和电介质部分。亚宏观特征暴露于电场，导致来自CNT的电子的场发射以及电介质与相对电极之间的介质阻挡放电。然后将待净化的气体暴露于这些电子。

用短语“功能化电极”，我们旨在意指在其上具有一种或更多种结构(诸如涂层)的电极，该结构除了充当电极(即，作为阳极和/或阴极)外还具有功能方面。

DBD装置

图2示意性地示出了该电子辐射和介质阻挡放电净化技术的原理。阳极110和阴极120这两个电极被定位成使得它们彼此面对。在该示例中，电介质部分125位于阳极上。该电介质部分在阳极的整个表面上提供涂层。

图2中的示例还包括位于阳极110和阴极120之间的CNT 130。在该示例中，CNT电连接至阴极。在其他示例中，能够代替一个或更多个CNT或除一个或更多个CNT之外使用其他亚宏观特征，诸如显微针或显微针阵列。这些能够以与如下所描述的CNT如何起作用相同或相似的方式起作用和操作。

在使用中，当在阳极110和阴极120之间建立电势差时，CNT 130或其他亚宏观特征响应于阳极110和阴极120之间的电场的存在而场发射电子(e-、e^-)。阳极和阴极之间的电场还引起电介质部分125和阴极120之间的(以介质阻挡放电的形式的)介质阻挡放电。

将电极耦接到壳体，以便将电介质部分125和CNT 130定位在含有待净化的气体(g)的容器140附近，使得容器的内部可以暴露于场发射的电子和介质阻挡放电。

针对紧凑型布置，阳极110和/或阴极120可以附接到容器的内部(例如烟囱)，使得电介质部分125、CNT 130和阴极表面中的每个都延伸到烟囱中，并且介质阻挡放电和电子穿过烟囱的横截面。然而，可以设想许多其他布置。例如，电介质部分和/或CNT以及阴极的表面可以位于容器的外部但靠近容器，其中在容器侧具有允许电子进入的窗口(孔)和介质阻挡放电能够引发/终止的表面。例如，可以选择这样的布置，以使得更容易将设备改装到现有烟囱，或者便于设备的电介质部分和/或CNT部分的维护。阴极和壳体不需要共置。

例如在工业设置中，使用CNT阵列而不是单独的CNT可能是更实用的。提供多组阳极-电介质-阴极-CNT设备也可以是有益的。这种较大规模的布置可以在烟囱中，还可以设想具有多组阳极-电介质-阴极-单个CNT，或者其中存在单组阳极-电介质-阴极-CNT阵列。

小波脉冲串

当使用DBD装置(诸如实现图2中所示的设备的DBD装置)时，我们已经开发了一种实现具有变化振幅的高频正弦波形(类似于小波型波形)的方法。在各个示例中，小波通过将电感器与DBD装置串联连接来生成，DBD装置提供电容。这形成串联谐振电路，也称为串联谐振回路，其能够以谐振频率激发。当使用双极电压脉冲在谐振频率下重复地激发多个周期时，这允许DBD装置以高电压转换速率被激发，同时显著减小电流应力，而且这降低了由功率电子器件处理的峰值功率。如此，在谐振回路中实现的电压增益为DBD装置提供高点火电压电平，而不是使用具有高匝数比的脉冲变压器来提供电压增益。因此，谐振回路的相关属性是可实现的电压增益以及补偿DBD装置的无功功率的能力。

施加多个连续的双极电压脉冲以形成脉冲串允许施加(由下面指出的高效率证明的)低功率损耗和更高的脉冲重复频率，因此平均功率传输的能力在使用单个脉冲的系统上显著地增加。作为示例，通过应用此过程，脉冲重复频率能够在此系统上增加至少十倍。这可与如下文更详细描述的碳化硅半导体技术的使用相结合来实现。

脉冲串的重复频率受到功率电子器件的最大操作温度的限制。一般来说，脉冲功率转换器设计利用缓慢的热响应。这意味着如果在常规脉冲系统中使用高脉冲重复频率，则消耗的峰值功率将太大而不能保持在功率电子器件的更安全的操作温度内。这通过使用下面描述的脉冲串调制来在本文描述的示例中避免。此外，这通过限制由单个脉冲串产生的放电点火事件的最大数量、然后具有允许在下一脉冲串之前发生冷却的时间段来避免。

如关于在本文阐述的示例所描述的，通过实现多个连续的双极电压脉冲的脉冲串，即使放电点火事件的数目限制在一个与五个之间，也在以非常高的效率(诸如约90％的效率或更高)提供能量传输的同时实现这一点。

如图3中所示，使用连续的双极电压脉冲产生在DBD装置处感应的三个操作模式。在图3中在0μs与时间A之间发生的第一模式是谐振电路的充电。这在DBD装置中跨电极建立电势差。如上所述，这通过以谐振回路的谐振频率施加连续的双极电压脉冲来实现。

在图3中所示的曲线图中，这可以被视为针对电压和电流两者在振幅上稳定增加的恒定频率处的正弦波。这导致具有稳定增加的振幅的整流正弦波的瞬时功率电平(作为矩形电压和正弦电感器电流的乘积)。图3中示出的示例中的模式的持续时间为约2.5个电压周期、2.5个电流周期和5个功率周期(一个功率周期为从零到峰值以及回到零的转变)。在该示例中，电流波形比电压波形超前约90°。

第二模式发生在图3的示例曲线图中的时间A与时间B之间。当电压达到引起DBD的电极之间的介质阻挡放电的点火或击穿电压(V_th)时，达到该模式。这向等离子体递送功率并且应当持续仅几个放电周期以用于最有效的污染物减少。在该模式期间，由于谐振回路在谐振频率下的持续激发，电压振幅保持在V_th电平以上。在曲线图中可以看到，电压和电流以具有一致频率的正弦波继续。波的振幅在该时间段的持续时间内略微变化(增加到大约模式的持续时间的一半点，然后开始减小)。

图3中所示的示例是基于具有大约3.0nF的电容的DBD装置。电压在约±24kV(正负24kV)处具有峰值并且电流为±80A。在其他示例中，电容为大约1.0nF，但也可以为大约45.0nF或更高。

电压和电流振幅模式对于持续为整流正弦波的瞬时功率是相同的。在图3所示的示例中，峰值瞬时功率为约180千瓦(kW)。

第二模式的持续时间为约1.5个电压周期、约1.5个电流周期和约3个功率周期。

在第一和第二模式期间，谐振回路通过使功率提供给它而被激发。在第三模式期间，激发停止，并且谐振回路(resonant tank)通过耗尽(draining)放电。在一些示例中，通过从谐振回路回收能量来使谐振回路主动地进行放电。被动放电也是可能的。

由于激发被停止并且放电路径被提供，在第三模式中，电压、电流和功率减小到零。在图3的示例曲线图中，从时间B向前示出了第三模式。如在第一模式和第二模式中，电压和电流遵循具有一致频率的正弦波形。功率继续是整流正弦波。在电压的约2.5个周期和电流的约2.5个周期的时间段内，电压和电流的振幅朝向零减小。

图3中所示的功率曲线图与其中谐振回路被动地放电的示例一致。这可以通过瞬时功率被反转以便成为整流正弦波看出，但是峰值是负值而不是如在第一模式和第二模式中的正值。该功率的振幅在约5个周期内减小到零。

这三个模式以通过谐振回路的激发实现的脉冲串的形式形成小波脉冲功率过程。使用该过程实现的功率传输的持续时间由向谐振回路提供该激发脉冲串的时间长度确定。这仅仅是由实现脉冲串的电路确定的激发脉冲串的一个参数。图5、图6和图7示出了能够用于实现一个或更多个脉冲串的示例电路。

施加到谐振回路的激发的示例在以下图12中示出。如在该图中可见，在不同示例中，激发采取方波电压波形的形式，该波形包括一起形成脉冲串的多个连续单独的脉冲。这在谐振回路中感应出正弦电流(图12所示的电流波形)，并且在图3所示的DBD装置处提供波形。

虽然图12未示出介质阻挡放电阈值，或特定地包括将第一模式、第二模式和第三模式分开的标记，但在这些图中可以看到第三模式开始的地方。在图12中的时间D处，可以看到电压波形在最大正值处具有峰值，该最大正值具有比波形中的其他峰值更短的持续时间。这由于从第二模式到第三模式的转变引起。此时，激发停止，意味着电压不再主动地提供给谐振回路和DBD装置。

取决于该阶段所采取的动作(诸如是使用主动能量回收还是被动能量回收)，这导致电压波形中的相移。在用于产生图12的模拟中使用被动能量回收，因此，所施加的波形的变化是通过H桥二极管中的电流的续流引起的。在一些示例中应用的替代的主动能量回收装置是180度相移的，从而反而引起功率耗尽。下文连同提供H桥的示例逆变器一起更详细地描述这些过程。

在多个示例中，在根据本文公开的方面的示例中转变到第三模式是在最大数量的放电点火事件之后应用的。多个示例将放电点火事件的最大数量限制为仅单个放电点火事件，或者限制为高达约五个放电点火事件。当仅单个放电点火事件被用作最大数量时，或者在较大最大数量处的最后放电点火事件之后，第三模式被转变成直接在已经发生最大数量的放电点火事件之后(诸如紧接之后)。

关于施加到DBD装置的示例激发如何转变为放电，这由图4中所示的曲线图展示。这示出了上曲线图和下曲线图。上曲线图是电压相对于时间的曲线图，下曲线图是电流相对于时间的曲线图。

图4的上曲线图示出了实线和虚线。实线是在时间零处处于最小值的正弦波的形式。在该示例中，该线对应于跨DBD装置施加的电压。虚线是正弦波的形式，其最大峰值和最小峰值被截断为平稳期(plateau)。与所施加的电压曲线一样，这在时间零处处于最小，在该示例中，对应于跨放电间隙的电压。

间隙电压的振幅小于所施加的电压振幅。当所施加的电压朝向正转变时，间隙电压增加。在所施加的电压的周期的约八分之一之后，间隙电压变为正。刚好在所述周期的第二个八分之一结束之前，该间隙电压的振幅达到阈值。在图4中，这在时间α处发生。在图4中的时间γ处维持这个平稳期直到所施加的电压达到最大值。在时间γ处，该过程自身重复，但是极性相反，并且只要所施加的电压继续，就继续在正方向和负方向上的移动之间切换。

作为与以上阐述的第一模式、第二模式和第三模式的比较，间隙电压的升高例如对应于在第二模式期间的电压第一次下降之后，在第二模式期间的电压升高。由此可以理解，能够在该时间段期间发生放电，因此，间隙电压曲线中的平稳期是由于达到阈值电压。

图4的电流曲线图示出了间隙处的由间隙电压感应的电流。在时间零处，该电流具有大约为零的振幅。振幅以正弦波的形式增加。如果间隙电压未达到阈值电压(例如，如果图4的曲线图表示第一模式或第三模式期间的电压和电流)，那么如图4中的电流曲线图中的虚线所示，正弦波将不中断地进行。然而，在时间α处，由于已经达到阈值电压，因此发生点火。这导致放电间隙中的介质的电离和放电开始。

从时间α开始，间隙电流迅速增加到时间β处的峰值，该峰值对应于所施加的电压的过零点。由于时间α几乎在所施加的电压周期的四分之一周期结束时，这是相对于电流曲线的周期的非常短的时间段。从时间β开始，然后，电流以正弦方式在时间γ处减小至零，在该点处，电流返回至其初始形式和振幅范围。该循环与间隙电压和所施加的电压并行继续。

由此可以看出，电流的振幅简单地增加到放大的水平。

图4的主电流曲线图示出了时间α与时间γ之间的连续曲线。如上所述，这是发生放电的时间。因此，该时间段能够被认为是宏观放电时间段，并且时间α是放电点火事件发生的时间。然而，如图4的电流曲线图的放大截面所示，电流曲线不具有连续的形式。相反，该曲线由许多电流尖峰组成，这些电流尖峰如此靠近在一起使得它们致使该曲线看起来是连续的。每个尖峰表示微放电或瞬态细丝(filament)，该微放电或瞬态细丝从电极中的一个上的单个点(诸如从图2所示的电极120上的亚宏观特征130)引发。正是这些细丝中的每根在相对的电极(当然如图2所示在其上具有电介质层125的电极110)之间的连接引起电流尖峰，因为该细丝提供了跨放电间隙的电流路径。由于这些微放电使间隙中的介质离子化并将高能电子传递到介质中，存在足够的能量以驱动例如使介质中的污染物分解的化学反应。

驱动电路结构

图5、图6和图7中的每个总体上以1示出了适用于提供介质阻挡放电的示例系统的电路图。该系统包括DBD装置10，也称为DBD反应器。

在图5、图6和图7的每个中由模型表示DBD反应器10。该模型是具有在使用中提供V_th电压的功率输入(也称为电源)的二极管桥。在该模型中，DBD装置的电极被示出为跨二极管桥连接。

在图5、图6和图7中由电容器12表示电极(具体地，电极之间的间隙，其可以被称为“电介质放电间隙”)和安装至电极中的一个的介质阻挡。这是因为当被表示为电路时，间隙和介质阻挡提供给系统的电气功能是电容。

由该电介质放电间隙提供的电容被示出为跨二极管桥直接连接。由介介质阻挡本身提供的电容被示为在一端处与由间隙提供的电容并联连接到二极管桥。由介质阻挡提供的电容的另一端不连接到二极管桥。而是，该另一端连接至驱动电路，该驱动电路被配置为跨电极之间的间隙驱动介质阻挡放电。

虽然在图5、图6和图7中由模型表示，但是DBD装置10的电容主要由电介质放电间隙中的介质(通常是气体，诸如空气)的电容来确定。这通常归因于该介质的介电常数约为1，该电介质材料显著高于1，诸如(当在约20摄氏度下在约1kHz下测量时)在约3与6之间。由于介质和电介质是串联连接的，所以较小的电容占主导地位，并且因此，由于这些相对介电常数，DBD装置的有效电容由介质控制。

进一步地，来自该间隙中的介质的电容的贡献是大致恒定的并且不取决于该间隙中的介质的组成的温度。因此，这个“气隙”电容是近似恒定的，因为如下文更详细地解释的，在根据本文公开的方面的示例中使用的脉冲串将放电点火事件的数量限制到这个电容发生最小变化的程度。然而，对于已知的谐振系统，不能说是这样。这或者是由于引起介质电容偏移的放电的延伸性质，或者是由于例如当使用表面介质阻挡放电装置时，介质具有不同的性质。

在图5、图6和图7中分别在20、20’和20”处示出了驱动电路。驱动电路具有连接到逆变器30的电源22。在这些图的示例中，电源由DC电源提供。在所示的示例中，DC电源是DC链路电压源V_dc。

在图5和图6中示出的示例中，逆变器30具有跨其连接的电路回路。此电路回路连接至DBD装置10的电极，DBD装置10的电极跨由电介质放电间隙和介质阻挡所提供的电容串联连接。这闭合了跨逆变器连接的电路回路。

在图7中所示的示例中，逆变器30具有跨其连接的变压器50。在该布置中，变压器的初级侧52跨逆变器连接。变压器的次级侧54连接至DBD装置10的电极，DBD装置10的电极跨由电介质放电间隙和介质阻挡提供的电容串联连接。

在图5、图6和图7中的每个的示例中，跨DBD装置10的电容的连接以及跨该电容连接的能力致使驱动电路20与DBD装置分离，并且在一些示例中致使驱动电路20与DBD装置可分离。

在图5和图6中所示的示例中，当驱动电路20、20’如上文阐述连接至DBD装置10时，在逆变器30与由电介质放电间隙和介质阻挡提供的电容器12之间形成谐振回路40。在该示例中，谐振回路的电感由与电容串联连接的电感器42提供。谐振回路的导线也将提供一些电感。逆变器为谐振回路提供电源。

在图7中所示的示例中，当驱动电路20”如以上阐述连接至DBD装置10时，在变压器50与由电介质放电间隙和介质阻挡提供的电容12之间形成谐振回路40。谐振回路的电感由与变压器的次级侧54串联连接的电感器42和图7中由参考标号56处的电感器L_σ表示的与变压器的杂散/漏电感组合的电容提供。这在图7中被示为在从逆变器30的输出与变压器的初级侧52的输入之间与变压器串联连接。

图7的示例中所示的变压器50还具有磁化感应，在该图中，该磁化感应由参考标号58处的电感器L_m表示，该电感器L_m与变压器的初级侧52并联连接。

除了基于变压器50中的匝数比提供电压和电流的阶跃变化之外，该变压器还提供电流隔离。这抑制了从逆变器30到谐振回路跨变压器的电磁干扰。在各种示例中能够使用常规磁芯变压器。在其他示例中，能够使用空气-芯变压器(Air-Core Transformer，ACT)。与常规的(即，磁芯)变压器相比，ACT在绕组之间可以具有非常低的耦合(如40％而不是如通常在磁芯变压器中的98％)。这导致比常规变压器中更高的漏电感。然而，在一些示例中，这是期望的，因为它允许驱动电路作为整体的多个期望的功能被结合在单个部件中，即，用于安全和EMI抑制(因为变压器提供噪声阻挡)的电流隔离、电压升高和(如下面更详细讨论的)谐振电感。这些功能还能够由常规变压器提供，但是在一些示例中更少程度地提供。

更详细地转向逆变器30，在图5和图7中示出的示例中，逆变器由H桥提供。H桥具有提供两个高侧开关S₁₊和S₂₊以及两个低侧开关S_1-和S_2-的四个开关32。在图6所示的示例中，逆变器由半桥提供。该半桥具有两个开关32和两个电容器34，其中，开关提供一个高侧S₁₊和一个低侧S_1-开关。

在图5至图7中所示的示例中，逆变器30的开关32是由晶体管提供的。在这些图中所示的示例中，这些晶体管为碳化硅MOSFET。在其他示例中，每个开关能够由MOSFET(诸如n型MOSFET、硅MOSFET)或其他类型的电子器件开关(诸如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)(诸如硅IGBT)、结型场效应晶体管(IFET)、双极结晶体管(BJT)或高电子迁移率晶体管(HEMT)(诸如氮化镓(GaN)HEMT))提供。

在图5和图7中所示的示例中，电容器24与逆变器30和电压源22并联连接。这为驱动电路20提供了DC链路电容。在图6所示的示例中，该电容由半桥逆变器的电容器34提供。

驱动电路功能

如图8中所示，该系统用于向谐振回路提供电脉冲串，并且在该脉冲串之后禁止功率传输到该谐振回路。还存在对功率特性进行调制的步骤，以便在提供另外的脉冲串之前修改脉冲串，以及在放电点火事件之后从谐振回路回收能量并存储能量。虽然存在能量回收不包括在此过程中的示例，但通常能量回收包括在此过程中。然而，调制功率特性的步骤是可选的。该过程的细节连同功率调制和能量回收过程的进一步细节在下文中更详细地阐述。

在系统1的使用过程中，供应给DBD装置10的功率需要至少达到介质阻挡放电电压电平(V_th)。这是需要的，以便促进跨放电间隙的介质阻挡放电。图5、图6和图7中示出的用于DBD装置的模型电路示出了当达到V_th时装置接受跨间隙的功率和电压钳位的能力。这些图中所示的DBD电压源吸收的功率由V_th和(当二极管导通时)施加在谐振回路中的电流的乘积给出。因此，当跨间隙的电压超过V_th时，DBD装置的模型电路中的对应的二极管对导通，并且功率正被传输到图中所示的(模型)V_th电压源，表示到等离子体的功率传输。在该模型中，每当发生介质阻挡放电时，跨间隙的电压被钳位到V_th。

提供介质阻挡放电电压的功率由驱动电路20提供作为脉冲串。由脉冲串提供的功率以约800V的电平从DC链路电压源22汲取。该功率被馈送至逆变器30。在其他示例中，当使用碳化硅MOSFET时，由DC链路电压源提供的电压高达900V，并且当使用1.7kV额定碳化硅晶体管时，该电压可以更高，诸如1.2kV至1.3kV。

为了引发脉冲串，当使用图5所示的示例中的系统时，随着从DC链路电压源22汲取功率，然后使用H桥来激发谐振回路40。在该示例中，这通过H桥在脉冲串的前两种模式的持续时间内输出100％占空比方波电压来实现(如以上关于图3所阐述的)。

H桥的开关32被布置为以开关频率提供输出，该开关频率被调谐为以谐振回路的谐振频率激发谐振回路40。这导致仅由H桥处理实际功率。为了最小化开关损耗，稍微高于谐振频率的操作是可行的，以实现开关的ZVS。

如以上关于图3所阐述的，一旦谐振回路40中的电压电平达到V_th，谐振回路40的激发就引起介质阻挡放电。这将功率传输到在DBD装置10中的电极之间的等离子体中。

当脉冲串的第二模式结束时，开关32被断开。当使用如在图5至图7中所示的示例中的晶体管时，这通过断开晶体管远离晶体管体二极管(或外部反并联二极管)来实现，晶体管体二极管保持为主动的，或者跨逆变器30的桥电压(v_FB)相移180度(°)，以便分别被动地或主动地回收谐振回路40中存储的剩余能量。

将回收的能量传输至DC链路电容器24(当使用图6所示的示例驱动电路20’代替图5所示的示例驱动电路20或图7所示的示例驱动电路20”时，该DC链路电容器24对应于逆变器30的电容器34)。这通过前一段中描述的被动或主动回收的功率流的反转来实现。这允许该能量有助于用于下一个脉冲串的能量。

通过在第二模式结束时(即，当介质阻挡放电将结束时)仅关断逆变器30中的晶体管来实现被动功率回收，如上所述。由于在H桥或半桥中的电路的布置，这去除了穿过晶体管的所有电路路径并且留下了穿过晶体管体二极管的路径(如图5、图6和图7所示，其提供了跨晶体管的连接)。如图5、图6和图7中所示的谐振回路的跨逆变器相对于二极管的连接允许能量在晶体管被关断时流经二极管并且流入DC链路电容器24、34中。

主动功率回收反而通过利用晶体管来在逆变器30的输出中提供从第二模式中的输出的相位的180°相移来实现。代替允许在被动功率回收期间发生的能量流入DC链路电容器24、34，这将能量驱动到DC链路电容器中。

谐振回路的品质因数(Q)等于在谐振频率下，跨电介质放电间隙的电压(v_dbd)与桥电压的电压增益(即，Q＝v_dbd/v_FB)(在没有变压器或单匝比的情况下，这将使得品质因数为Q＝v_dbd/(v_FB/n)，其中n是该变压器的匝数比；使用变压器时的总增益也将由变压器升压加上谐振增益来确定)。谐振回路的有效电压增益由磁部件的寄生电阻和连接DBD装置的电极的导线所施加的功率损耗来确定，寄生电阻和导线为电路提供阻尼。与使用谐振转换器的已知系统不同，在根据本文所公开的方面的示例中，有效电压增益不是由被递送到等离子体的实际功率来确定的，因为在谐振回路的充电过程中没有发生放电。出于这个原因，大于40的实际Q值允许来自800V DC链路输入电压的高于30kV的介质阻挡放电电压，而无需升压变压器的明确需要。

因此可以理解的是，一旦DBD装置中的放电点火事件开始吸收功率，较低的电压增益就可能由于其引起的阻尼和Q值偏移而引起自猝灭效应。然而，由于每个脉冲串只需要几个放电点火事件(诸如在一个放电点火事件和约五个放电点火事件之间)并且由于在谐振回路中存在足够的动量(存储的能量远大于由放电吸收的能量)，因此这不会对根据本文所公开的方面的示例施加任何实际挑战。另一方面，已知的谐振转换器被配置用于由等离子体的连续功率吸收导致的相对低的电压增益并且因此需要，并且被设计为具有高的升压变压器匝数比。

跨该电介质放电间隙的电压是由该电介质放电间隙的电容来确定的。电介质放电间隙的电容由电介质的电容和间隙本身的电容构成。在图5、图6和图7中的示例中，电介质的电容(C_diel)通常比间隙的电容(C_gap)大得多。例如，C_diel通常比C_gap大至少10倍。还给出了跨间隙的电压(V_gap)与跨电介质的电压(V_diel)相比至少为10的电压比。

回收能量的过程可以使用图6中所示的示例的驱动电路20’以对应的方式应用。当使用图7中示出的示例的驱动电路20”时，可以使用与能够应用于图5中示出的示例的驱动电路20相同的过程。

由DC链路电源提供的功率是在脉冲串重复间隔上平均地提供给驱动电路的功率。在谐振回路充电期间，在DC链路电容器与谐振回路之间交换的能量、在介质阻挡放电期间的功率传输、以及谐振回路放电通常引起跨DC链路电容器的电压纹波。通过介质阻挡放电将功率传输到等离子体的间隔也有助于DC链路电压纹波。

在图7中所示的示例中，变压器50提供介于约1：1与1：10之间的升压比。这种比传统脉冲功率电路的升压比更低的升压比(其示例升压比如上阐述)，允许限制通过变压器的初级侧52的电流。当使用1：1的比率时，这仅提供电流隔离而不是提供电流隔离，并且当使用较高的升压比(诸如1：10的升压比)时，提供升压。

用于图7的驱动电路20”中的电感器42可以位于变压器50的初级侧或次级侧上。然而，通过将电感器定位在次级侧(并且因此定位在高电压侧)，如上所述，变压器的kVA额定值能够降低。然后可以直接补偿DBD装置10的无功功率。在这种无功负载匹配条件下，只有实际功率由变压器处理。

由变压器50施加的电流隔离减小了接地电流，该接地电流是在DBD装置10的电极与任何周围的金属壳体之间的寄生电容中流动的电流。这有助于满足电磁兼容性(EMC)限制。

每个小波脉冲串的持续时间确定介质阻挡放电点火事件的数量。如从图9可见，对于给定V_dc，一旦在谐振回路中已经达到V_th，激发时间段的数量n_p(即，频率周期)限定了小波脉冲串的有效持续时间以及介质阻挡放电点火事件的数量。因此，这确定了每个脉冲串传输至等离子体的能量的量。

通过将桥臂开关频率移离谐振频率来调节实际功率。这可以通过将开关频率增加到谐振频率以上或将开关频率降低到谐振频率以下来实现。这导致v_FB与桥电流i_FB之间的相移，并且因此降低了被传输至DBD反应器的实际功率。

通过采用这种方法，高电压增益被降低并且无功功率的处理增加。相反，根据本公开的各方面，为了维持高电压增益并最小化无功功率的处理，逆变器30能够被布置为在使用中提供接近谐振频率的激发。这通过保持v_FB和i_FB之间的相移接近零来实现。通过改变小波脉冲串的重复频率(即，多么频繁地使用小波脉冲串来激发谐振回路以引起介质阻挡放电)来调整平均功率。这允许实现非常高的部分负载效率，因为谐振回路总是在其谐振下操作，并且因此几乎没有或没有无功功率的处理。

如上所述，脉冲串的长度是可变的。在图9中可看到一个持续时间的脉冲串。图9所示的脉冲串是短脉冲串，诸如由于其在两个与四个放电点火事件之间产生而能够与根据本文公开的方面的示例一起使用的短脉冲串。

在图9中，脉冲串由如图5或图7中所示的示例驱动电路生成。在该图中所示的两个曲线图中，一个曲线图示出了H桥逆变器30内的开关32的状态。这些处于断开状态(“0”状态)或接通状态(“1”状态)。通过成对地操作这些开关，在DBD装置处可产生在附图的下曲线图中示出的波型。

开关对是：S₁₊开关与S_2-开关配对，以及S_1-开关与S₂₊开关配对。在脉冲串的前两种模式期间，每对的开关(即，相应对中的两个开关)同相地操作，使得每个开关与该对中的另一个开关处于相同的状态。在脉冲串的前两种模式中，这些对被异相地操作，意味着当一对的开关处于一种状态时，另一对的开关处于另一种状态。

与逆变器的常规一样，在从一个状态切换到相对状态的开关S₁₊与S_1-之间存在“死区时间”或“互锁时间”。该死区时间是两个开关都断开的时间段。该时间段通常为几百纳秒。提供该时间段作为安全间隔，以避免DC链路电源意外短路，因为这将导致系统内的灾难性故障。

通过使开关对S₁₊和S_2-处于接通状态并使开关对S_1-和S₂₊处于断开状态，这使得正电压增加。通过反转这些状态，使开关对S₁₊和S_2-处于断开状态并使开关对S_1-和S₂₊处于接通状态，这使得负电压增加。通过交替这种布置，产生如图9的下曲线图所示的正弦波形，其中波形的频率由每对开关对处于接通和断开状态的时间长度确定。

在图9中，每对开关对操作七个接通-断开周期，其中，S₁₊和S_2-对是处于接通状态的第一对。这生成具有约40μs的持续时间以及持续约1.75个周期的至少V_th的电压的脉冲串。当开关对接通-断开周期停止时，发生脉冲串的第三模式，直到电压返回至0V。此外，在图9中所示的脉冲串中，每个脉冲串的第一模式和第三模式具有大致相同的持续时间。

图10示出了用于改变传输到等离子体的功率量的机制。如上所述，用于改变传输到等离子体的功率量的另一机制是改变脉冲串的频率(即，每单位时间的脉冲串的数量)。这被称为重复频率(f_r)。在图10的三个曲线图中示出了三个不同的功率传输电平。

图10中的每个曲线图示出了约200μs的时间段。在低功率传输速率下，例如在图10的底部曲线图中，可能存在一个脉冲串，由此限定了约5kHz的f_r(相当于200μs的倒数)，其中每个脉冲串具有约40μs的持续时间。在以上的图10中的曲线图中，f_r为约10kHz(相当于100μs的倒数)，其中，脉冲串持续时间为约40μs。该第二曲线图提供了中等功率传输速率。通过图10顶部的曲线图(第三曲线图)举例说明了(非常)高功率传输速率。在此第三曲线图中，f_r为约18kHz(相当于55μs的倒数)，其中，脉冲串持续时间为约40μs。在这三个曲线图的每一个中，由于可确定每个脉冲串的电压振幅的增大以及随后的减小，所以脉冲串可彼此区分。对于每个脉冲串，当电压增加至至少V_th时，发生介质阻挡放电。然后，随着电压降低至V_th以下，介质阻挡放电停止。

控制和反馈

系统1内的参数可以随时间和/或在使用过程中改变。例如，反应器的有效电容受工艺参数(诸如温度、湿度、气体流速和其他特性)影响。因此，监测和响应的反馈机制与DBD反应器10和驱动电路20、20’、20”结合使用。这是以如图11中以200总体示出的控制器的形式来提供的，该控制器在使用中连接至驱动电路。

根据不同的示例，该控制器能够调节递送到DBD反应器10的平均功率。这可通过改变脉冲串中的脉冲数量和/或脉冲重复频率(即，脉冲串内的脉冲的重复频率)和/或脉冲串重复频率来实现。在一些示例中，控制器能够跟踪谐振回路的谐振频率。如所指出的，该谐振频率可能由于通过反应器的流体的条件而改变，以及还在功率被传输到气体时改变。固有频率也可以是阻尼的或未阻尼的固有频率，其影响所跟踪的频率可与之比较的任何频率。存在这样的示例，其中到谐振回路的输入的频率能够在脉冲串的持续时间内被调节，诸如在脉冲串的每个单独的脉冲之后更新频率。到谐振回路的输入的频率也能够在脉冲串内保持恒定并且仅在连续的脉冲串之间调节。

下面阐述使用控制器200的示例监测和响应过程。控制器200具有相位检测单元210。相位检测单元连接至逆变器30的输出。这允许相位检测单元测量v_FB和i_FB，从而通过监测这些参数来获得反馈。通过这些测量，相位检测单元能够计算相位角()。然后该单元可以在脉冲串的n_p个激发时间段上对相位角求平均以提供脉冲串平均相位的输出(/>)。

在一些示例中，通过检测电流i_FB相对于电压v_FB从负切换至正的过零(ZC)点(诸如时间)来实现的测量。尽管相对于电流，可以将ZC用于电压，但是由于电压是由控制器200确定的逆变器30中的开关动作产生的，因此可以不需要这种电压ZC测量，因为它可以被重建。存在与此和电流ZC的使用密切相关的其他方法，其可以直接用作反馈手段。因此，相位控制方法(诸如本文阐述的相位控制方法)能够(但不要求)依赖于ZC检测。

如图12中所示，可根据由方波形表示的v_FB的过零点的时间X处的起始时间与电流i_FB的时间Y处的过零点的时间的差计算。在图12中由时间C与时间D之间的时间窗口指示的脉冲串平均窗口(<·>_w)是相位角被平均的时间段。从时间C到时间D的时间段开始于脉冲串的开端的开始(即，当开始谐振回路的激发时)。该时间段延伸通过谐振回路被充电到达到点火电压振幅(V_th)的点(即，当介质阻挡放电开始时)的时间段。从而允许功率传输发生。该时间段在激发停止时结束。

停止激发以便停止发生的放电点火事件。这将放电点火事件的数量限制为所需放电点火事件的最大数量。在一些示例中，停止激发的点是基于脉冲串中的脉冲数量与在脉冲串期间的激发时间段的预设数量的脉冲相比较来确定的。然而，在许多其他示例中，代替基于多个脉冲布置进行操作，使用检测放电点火事件何时发生的布置。第一次发生(以及潜在地随后的放电点火事件)的检测允许在接下来的时间段内发生的放电点火事件的数量被已知、计算或预测，并且一次。这允许当已经达到放电点火事件的最大数量时停止激发，无论该最大数量是一、二、三、四、五或另一数量的放电点火事件。

为了检测何时发生放电点火事件，进行相移的检测。在不同的示例中，这是对瞬时相位的检测，而不是当调制脉冲串中的脉冲频率用于跟踪谐振频率时通常使用的平均相位，如上文和下文关于图11所阐述的。该检测的相移是在H桥端子处测量的电压-电流相移。在谐振回路的充电期间，在端子处的电压和电流之间存在接近零的相位差。然而，一旦发生放电点火事件(即，等离子体点火)，则由于“点火的”DBD装置施加的电容的增加，谐振频率发生偏移。通过监测对应的相移，可以立即检测该谐振频率偏移。

在多个示例中，能够使用控制器(诸如通过使用相位检测单元210)进行这种监测。如上所述，在这样的示例中，控制器连接至逆变器端子。

在放电点火事件的最大数量是一个放电点火事件的示例中，一旦检测到第一放电点火事件，就停止激发。在放电点火事件的最大数量较高(诸如高达约五个)的示例中，能够通过随后对后续脉冲的数量进行计数并且使每个脉冲等同于例如一个放电点火事件来停止激发。可替代地，识别进一步的放电点火事件能够通过继续监测该相位并且通过其对逆变器端子处的电压-电流相位的影响识别何时发生每个放电点火事件来实现。

在不同的示例中，相位检测单元210由模拟电路提供。在其他示例中，使用现场可编程门阵列(FPGA)数字地实现相位检测单元。

使用FPGA或相位检测单元210的另一(这样的)数字实现方式，能够实现比使用模拟电路更大的灵活性，这样的灵活性包括通过升级软件来改变控制器，并且不需要设计新的物理电路以及在想要升级时不需要替换现有电路。

FPGA或模拟电路的使用还允许在脉冲串中的每个脉冲周期之后通过控制器200来计算和馈送相位角。使用图12作为示例，这样的周期是v_FB方波的单个周期和/或i_FB波的单个周期。这提供了更高性能的系统，因为它允许PI控制器230(在图11中示出并且在下面提供更多细节)确定新的频率设定点，从而允许在脉冲串的持续时间期间对脉冲串进行调节。作为对比，通过使用脉冲串平均窗口，PI控制器仅可以提供用于调节下一脉冲串(而不是当前正在进行的脉冲串)的特性的输入。

一旦计算出控制器200就将其与相位参考值(/>)进行比较。/>由控制器200的在图11中的220处示出的过程控制单元提供。这源自通过DBD装置10的气体的特性。图11中所示的特性是NOx的量、SOx的量、CH₄的量、百分比湿度(％H₂O)、流速(升每分钟，l/分钟)以及温度(℃)，在这个示例中，这些特性被提供为过程控制单元的输入。这通过监测通过DBD装置的气体的特性和含量来提供进一步的反馈。虽然图11中未示出，但也可包括一氧化二氮(N₂O)的量作为过程控制单元的输入。

在这个示例中，输入到图11中的过程控制单元220的量(例如NOx、SOx、CH₄和/或N₂O的量)是以百万分率(ppm)提供的。在其他示例中，能够使用用于测量的不同单元。

如图11中作为过程控制单元的输入的“…”符号所示，也可以监测气体中其他组分的量，并将其作为输入提供。

将预期存在于气体中的一些或每种组成化学品的期望量提供给过程控制单元200。这允许输入量与每个相关化学品的期望量进行比较。然后使用输入量与期望量和/或输入量和/或一个或更多个其他气体特性之间的任何差来确定过程控制单元的输出。

在图11所示的示例中，输出包括表示最佳相位角的该最佳相位角通常接近零(例如，在约0°处)，或者如果施加零电压开关(ZVS)，相位角为约+5°至约+15°。

与/>之间的比较的输出是根据来自逆变器30的监测输出计算的相位角中的误差(/>)。该误差被输入到补偿器，在图11中示出为比例积分(ProportionalIntegral，PI)控制器230。PI控制器基于/>计算频率变化(Δf_s)。/>

能够用于确定的贡献因数是基于相位角以及逆变器输出频率相对于谐振频率如何偏移相位角可获得的增益。

在根据本文中描述的不同示例的驱动系统中，所实现的增益因数(简单倍数)通常是在约30倍与约50倍之间。这对应于从DC链路电源22处的约800V输入到电介质放电间隙处的介质阻挡放电阈值的约30kV的增益。这对应于约30至约34分贝(dB)的增益。

控制器200基于到过程控制单元120的输入将Δf_s加到从该过程控制单元120输出的标称谐振频率前馈项(f_s,ff)上。这提供了频率设定点(f_s*)。

过程控制单元220还基于单元输入和由过程控制单元执行的处理输出f_r设定点(f_r*)和n_p设定点(n_p*)。f_s*、f_r*和n_p*由控制器200提供给调制器单元240。调制器单元使用这些设定点来生成用于逆变器30的开关的开关信号，以调制提供给谐振回路40的激发。当逆变器是H桥时，这些是用于四个开关(如图11的示例控制器所示)中的每个的开关信号。当逆变器是半桥时，这些是用于两个开关中的每个的开关信号。

在示例系统中通常应用的开关频率在约100kHz与约10MHz之间。f_r*通常在约100Hz至50kHz的范围内。在各种示例中，该后者参数也是控制器200操作的速率(即，控制器使用和更新各种参数的速率)。与使用较高操作速率相比，这降低了对控制器的性能要求。

系统1能够与多个不同尺寸的气流(诸如各种尺寸的发动机和锅炉)一起使用。因此，存在应用上述驱动电路20、20’、20”和控制器200的废气净化系统或其他系统以模块化方式实现的示例。

在这样的示例中，存在沿着气流串联连接的多个DBD装置10。驱动电路20、20’、20”通常被设置用于每个DBD装置。如图13所示，能够实现全局控制器1000。这应用与关于图11所描述的控制器200相同的过程并且使用相同的部件。从每个驱动电路提供用于相位检测的输入。气体的特性被输入到全局过程控制单元1020中。针对每个驱动电路，设置调制器单元240以驱动用于每个驱动电路的逆变器的开关。因此，从全局控制器向各驱动电路提供与提供给图11中所示的调制器单元240相同类型的单独设定点。这提供了每个驱动电路的定制控制。调制器单元240的数量由驱动电路的数量确定。因此，该数量根据正在被处理的气流的尺寸而变化。

当使用多个驱动电路时，存在布置单个DC电源以向所有驱动电路提供功率的示例。在其他示例中，每个驱动电路具有其自己的DC电源。在具有单个DC电源的示例中，单个AC/DC整流器能够向各个驱动器中的每一个供应DC功率，由此提供一个DC链路电源。作为每个驱动电路具有其自己的DC电源的示例实现方式，每个驱动电路能够配备有单独的AC/DC整流器和3相AC电压源。在这样的示例中，DBD装置10通常在气流中仍然串联连接(即，沿着气体流动路径依次地连接)的同时并联电连接。

当然，通过具有多个驱动电路，各个示例具有多个DBD装置。由于这些并联布置，这使得系统1的总电容随着每个DBD装置的电容之和而增大。这允许实现例如高达45.0nF、以及可能地1.0nF的电容。

优化

当使用系统1时，应用使用升压变压器的示例，诸如在图7所示的示例中，在变压器50的磁化电感58与DBD装置10之间可发生振铃(ringing)。

振铃发生在脉冲串之间的定时器间隔中。这在图14a中可看作下曲线图中的两个脉冲之间的波。这是由于可在电路内建立的驻波。

为了最小化振铃，代替使所有开关在脉冲串的第二模式的结束与下一脉冲串的开始之间处于断开状态，在一些示例中引入了“续流”间隔。

这种续流间隔在图14b中的上曲线图中示出。在该曲线图中，可以看出在图14b的下曲线图中示出的第一脉冲串的第三模式(即，谐振回路放电的模式)结束之后，将高侧开关S₁₊和S₂₊置于接通状态，直到下一个脉冲的开始。这使变压器绕组短路(即，施加大约0V的电压)。在系统1中对此的响应是振铃被最小化/衰减，如可以通过在图14b的下曲线图中示出的两个脉冲之间不存在振铃所看到的，其中，在图14a的下曲线图中示出的两个脉冲之间存在振铃。

在谐振回路已经切断电流之后(即，在发生脉冲串之后在谐振回路中的剩余能量已经从谐振回路传输离开之后)续流间隔开始。如上所述，这通过将高侧开关置于接通状态而使低侧开关S_1-和S_2-处于断开状态来实现。通过将低侧开关置于接通状态，将高侧开关置于断开状态，可以实现相同的结果。

在使用空芯变压器的示例中，当不应用主动能量回收时，也发生振铃。这可以例如从图15中示出的曲线图看出。

在图15中，示出了三个曲线图。所有曲线图具有以毫秒为单位的时间作为其x轴。顶部曲线图示出了逆变器端子(即，连接至变压器初级绕组的端子)处的电压V_fb与时间的关系。中间曲线图示出了逆变器端子处的对应电流I_fb与时间的关系。底部曲线图示出了跨放电间隙的电压(其由图的两个其他曲线图中所示的电压和电流引起)与时间的关系。

图15示出了由逆变器提供的两个脉冲串。第一个脉冲串在约9.00ms处开始。脉冲串以方形波形激发V_fb的形式提供(如根据本文所公开的方面的示例的典型情况)。脉冲串的启动引起谐振回路中的充电，如通过逆变器端子电流和放电间隙电压中的振幅的斜升可以看出。

一旦谐振回路已充电至阈值电压，就在放电间隙处发生放电点火事件。在图15中所示的示例中这个阈值为约10kV。

在此之后不久，根据所希望的放电点火事件的最大数量，停止激发。在图15所示的示例中，该数量在一个和三个放电点火事件之间。从逆变器端子电流曲线图中可以最清楚地看到激发停止的时间。这示出电流振幅从放电点火事件期间的约800A突然下降到下一周期的最大峰值处的约200A。这在约时间9.02ms处发生，充电至阈值电压花费直到约时间9.01ms。

从逆变器端子电压和电流曲线图可以看出，下一个脉冲串然后在约时间9.11ms处开始。然而，在图15中可以看到逆变器端子处的电压和放电间隙持续振荡。实际上，放电间隙处的电压的振幅仅减小到放电阈值的振幅的大约一半，因此约为5kV。然而，这在第一个脉冲串的激发的结束和下一个脉冲串的开端之间的时间段中减少了约1至2kV。

转向图16，示出了与图15中相同的逆变器端子电压、逆变器端子电流和放电间隙电压相对于时间的三个曲线图。在图16所示的示例中，从逆变器端子曲线图可以看出，脉冲串在时间8.00ms处开始。从逆变器端子电流和放电间隙曲线图可以看出，谐振回路从这个时间到大约时间8.01ms被充电。在约时间8.01ms处达到放电阈值并且发生放电点火事件。

在已经发生最大数量的放电点火事件之后(在图16的示例中，该最大数量再次在一个和三个放电点火事件之间)，停止激发。这在约时间8.02ms处发生。此时，180°的相移施加至逆变器端子电压持续约0.01ms的时间段直至约时间8.03ms处。这将充电的谐振回路中的能量驱动出谐振回路。如上所述，在各种示例中，该能量然后被存储。从谐振回路驱动出能量还可以从逆变器端子电流曲线图看出，该逆变器端子电流曲线图不是示出具有以0A为中心的(具有变化的振幅的)正弦波的电流，而是电流波负偏移直到电压相移时间段的结束。

由于在使用空心变压器时的这种主动能量回收，在图16中可以看到，在约时间8.03ms处的相移时间段的结束与在约时间8.11ms处的下一脉冲串的开端之间的振铃被减小。这种减小在放电间隙处达到约1kV的振幅并且在逆变器端子处达到约50V的振幅。

Claims

1.一种用于介质阻挡放电装置的驱动电路，所述电路包括：

电源，所述电源在使用中能够跨电介质放电间隙连接，所述电介质放电间隙提供电容；以及

电感，所述电感在连接时在所述电源与所述电介质放电间隙之间，从而在使用中建立谐振回路，其中

在使用中，在脉冲串中且仅在脉冲串期间，功率被提供给所述谐振回路，每个脉冲串的脉冲频率在使用中可调谐到所述谐振回路的谐振频率，由每个脉冲串提供的功率对所述谐振回路进行充电并且将所述谐振回路维持在发生放电点火的阈值，基于所述驱动电路在使用中被布置为在已经发生最大数量的放电点火事件之后禁止每个脉冲串将功率传输到所述谐振回路，每个脉冲串的放电点火事件被限制到最大数量。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其中，所述放电点火事件的最大数量在1个事件与5个事件之间。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的驱动电路，还包括相位计，所述相位计与所述谐振回路通信并且在使用中被布置为在每个脉冲串期间识别提供给所述谐振回路的功率的相移，所述相移对应于放电点火事件的发生，其中，所述驱动电路在使用中还被布置为基于从每个相应的放电点火事件起在相应的脉冲串中的脉冲的数量确定何时已经发生所述最大数量的放电点火事件。

4.根据前述权利要求中任一项所述的驱动电路，还包括功率存储装置，所述功率存储装置跨所述电源连接并且在使用中被布置为在每个脉冲串之后接受和存储来自所述谐振回路的功率放电。

5.根据权利要求4所述的驱动电路，其中，所述驱动电路在使用中被布置为在已经发生所述最大数量的放电点火事件之后使所述脉冲串的相位偏移180度(°)。

6.根据前述权利要求中任一项所述的驱动电路，还包括在所述电源与所述谐振回路之间的逆变器，所述逆变器在使用中被布置为调制从所述电源到所述谐振回路的功率供应。

7.根据权利要求6所述的驱动电路，其中，所述逆变器为H桥或半桥。

8.根据权利要求7所述的驱动电路，其中，所述逆变器的每个开关是碳化硅开关。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的驱动电路，其中，每个脉冲串的所述脉冲频率是零电压开关频率。

10.根据前述权利要求中任一项所述的驱动电路，还包括变压器，所述变压器的次级绕组形成所述谐振回路的一部分，所述变压器是升压变压器。

11.根据权利要求10所述的驱动电路，其中，所述电路在使用中被布置为使初级变压器绕组在每个脉冲串之后短路。

12.根据从属于权利要求7的权利要求11所述的驱动电路，其中，所述初级变压器绕组在使用中通过在所述逆变器的低侧或高侧上接通而被短路。

13.根据权利要求10至12中任一项所述的驱动电路，其中，所述电感的至少一部分由所述变压器提供。

14.根据权利要求13所述的驱动电路，其中，所述变压器提供的电感为所述变压器的漏电感。

15.根据权利要求13或权利要求14所述的驱动电路，其中，所述变压器是空芯变压器。

16.根据权利要求15所述的驱动电路，其中，所述空芯变压器在绕组之间具有高达60％的磁耦合。

17.根据权利要求10至16中任一项所述的驱动电路，其中，所述变压器的初级变压器绕组与次级变压器绕组的升压比为约1：1至约1：10。

18.根据前述权利要求中任一项所述的驱动电路，其中，所述电感的至少一部分由电感器提供。

19.一种用于提供介质阻挡放电的系统，所述系统包括：

介质阻挡放电装置，所述介质阻挡放电装置具有至少两个电极，在所述至少两个电极之间具有用于流体的间隙，所述间隙限定电介质放电间隙，电介质层位于所述至少两个电极之间；以及

根据以上权利要求中任一项的驱动电路，所述驱动电路的电源跨所述电介质放电间隙连接。

20.根据权利要求19所述的系统，其中，在至少一个电极上安装亚宏观结构。

21.根据权利要求20所述的系统，其中，所述亚宏观结构是纳米结构。

22.根据权利要求19至21中任一项所述的系统，其中，所述电介质层连接至第一电极，所述亚宏观结构连接至第二电极。

23.根据权利要求19至22中任一项所述的系统，还包括连接到所述驱动电路的控制器，所述控制器在使用中被布置为基于提供给所述控制器的输入来调节供应至所述驱动电路的谐振回路的功率。

24.根据权利要求23所述的系统，其中，所述控制器在使用中被布置为调节脉冲频率、和/或脉冲串重复频率、和/或脉冲串的数量、和/或脉冲串中的脉冲的数量。

25.根据权利要求23或权利要求24所述的系统，其中，所述输入包括在所述驱动电路的输出处的电压和电流。

26.根据权利要求25所述的系统，其中，所述驱动电路包括在所述驱动电路的电源与谐振回路之间的逆变器，从所述逆变器的输出提供所述电压和电流。

27.根据权利要求25或权利要求26所述的系统，其中，所述控制器在使用中被布置为确定在所述电压和电流之间的相位差。

28.根据权利要求23至27中任一项所述的系统，其中，所述控制器还连接至所述介质阻挡放电装置，所述输入包括在使用中通过所述装置的流体的一个或更多个特性。

29.根据权利要求19至28中任一项所述的系统，其中，所述系统包括多个介质阻挡放电装置和多个驱动电路，每个驱动电路都跨一个或更多个介质阻挡放电装置的电介质放电间隙连接。

30.根据权利要求29所述的系统，其中，在使用中仅布置单个电源以为所有所述驱动电路提供所述电源。

31.一种控制电介质放电装置中的放电的方法，所述方法包括：

向具有一系列电脉冲串的谐振回路提供功率，每个脉冲串的脉冲频率被调谐至所述谐振回路的谐振频率，所述谐振回路跨电介质放电装置中的电极之间的间隙连接，所述谐振回路的电容由所述电介质放电装置提供，由每个脉冲串提供的功率对所述谐振回路进行充电并且将所述谐振回路维持在发生放电点火的阈值；

在已经发生最大数量的放电点火事件之后，通过禁止每个脉冲串将功率传输到所述谐振回路来提供每个脉冲串的最大数量的放电点火事件；以及

禁止在脉冲串之间将功率传输到所述谐振回路。

32.根据权利要求31所述的方法，其中，所述放电点火事件的最大数量在1个事件与5个事件之间。

33.根据权利要求31或权利要求32所述的方法，还包括：

在每个脉冲串期间识别提供给所述谐振回路的功率的相移，所述相移对应于放电点火事件的发生；以及

基于从每个相应的放电点火事件起的脉冲数量，确定何时已经发生所述最大数量的放电点火事件。

34.根据权利要求31至33中任一项所述的方法，其中，每个电脉冲串是电压脉冲串。

35.根据权利要求31至34中任一项所述的方法，还包括调制所述脉冲频率、和/或脉冲串的频率、和/或所述一系列电脉冲串中的脉冲串的数量、和/或每个脉冲串中的脉冲的数量。

36.根据权利要求35所述的方法，其中，所述调制基于提供给所述谐振回路的功率的特性和/或通过所述装置的流体的一个或更多个特性的相位差。

37.根据权利要求31至36中任一项所述的方法，其中，经由变压器向所述谐振回路提供功率，所述方法还包括使变压器初级绕组在脉冲串之间短路。

38.根据权利要求31至37中任一项所述的方法，其中，通过在电源与所述谐振回路之间的电路中切换来设置提供给所述谐振回路的每个脉冲串的所述脉冲频率。

39.根据权利要求31至38中任一项所述的方法，其中，针对每个脉冲串，在已经发生所述最大数量的放电点火事件之后，所述谐振回路放电，所述方法还包括存储通过所述放电从所述谐振回路传出的能量。

40.根据权利要求39所述的方法，其中，通过将由相应的脉冲串提供的所述功率的相位改变180°，来使所述谐振回路放电。