CN116430111A - 功率检测电路以及控制电路 - Google Patents

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胡志丞
林奕良
孟育民
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Abstract

一种功率检测电路，用于检测谐振电路的当前总输入功率。功率检测电路包括检测电路以及估计电路。检测电路接收电流信号且根据电流信号获得谐振槽基频功率以产生基频功率值。电流信号表示该谐振电路所产生的谐振槽电流。估计电路接收基频功率值，且根据基频功率值估算当前总输入功率以产生估计功率值。本公开还涉及一种控制电路。

Description

功率检测电路以及控制电路
技术领域
本发明涉及一种功率检测电路，特别涉及一种控制电路，用于通过检测谐振槽基频功率来控制谐振电路。
背景技术
谐振电路是电子系统中用于转换能量的电路。举例来说，谐振电路常应用于无线信号的发送与接收装置、电源转换器等等。当一装置使用谐振电路时，谐振电路内谐振槽的输入功率决定了使用此装置的效能。因此，需要检测谐振槽的输入功率，并据此对后续电路或装置或者对此装置作进行控制或调整。然而，在谐振槽输入功率的现有检测方式中，通常以高速取样、相乘、积分并取平均的方式来获得谐振槽电流与电压，这增加了运算的复杂性且需要由高阶运算处理器来执行。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种功率检测电路与控制电路，其以谐振槽基频功率来估算谐振电路的谐振槽输入功率，并据以控制谐振电路。
根据本发明的一实施例，本发明提出一种功率检测电路，用于检测谐振电路的当前总输入功率。功率检测电路包括检测电路以及估计电路。检测电路接收电流信号且根据电流信号获得谐振槽基频功率以产生基频功率值。电流信号表示该谐振电路所产生的谐振槽电流。估计电路接收基频功率值，且根据基频功率值估算当前总输入功率以产生估计功率值。
根据本发明的另一实施例，本发明提出一种控制电路，用于产生第一控制信号以控制一谐振电路。控制电路包括检测电路、估计电路、以及调节电路。检测电路接收电流信号，且根据电流信号获得谐振槽基频功率以产生基频功率值。电流信号表示谐振电路所产生的谐振槽电流。估计电路接收基频功率值，且根据基频功率值估算谐振电路的当前总输入功率以产生一估计功率值。调节电路接收估计功率值且产生第一控制信号。调正电路计算估计功率值与预设功率值之间的一功率差值，且根据功率差值调整第一控制信号的工作周期。
附图说明
图1表示根据本发明一实施例的电子装置，其包括谐振电路以及功率检测电路。
图2是表示图1的谐振电路中谐振电路的谐振槽电压以及其谐波成分。
图3表示根据本发明另一实施例的电子装置，其包括谐振电路、功率检测电路、以及调节电路。
图4表示在谐振电路的不同工作周期下，谐振槽的基频功率、二倍频功率、三倍频功率、线圈损失功率、杂散损失功率在总功率中所占的百分比。
图5表示在电磁炉的一般操作下，参数KL与KR以及其等对应的参数K1的误差。
附图标记说明：
1,3：电子装置
10：谐振电路
11：功率检测电路
12：驱动器
13：电流感测器
14：调节电路
15：控制电路
100：电压源
110：检测电路
110A：带通滤波器
110B：锋值检测器
110C：测量电路
111：估计电路
140：减法器
141：功率调节器
142：信号产生器
Cr：谐振电容
GH,GL：控制信号
GOH,GOL：切换信号
ir：谐振槽电流
ir1：基频电流
K1,Kv：参数
Leq：电感
N10：共同节点
Pr1：基频功率
Pr12：当前总输入功率
QH：上臂切换元件
QL：下臂切换元件
Req：电阻
S11：指示信号
S14：调节信号
Sir：电流信号
Sir1：基频电流信号
Vin：输入电压
Vr：谐振槽电压
VPd：功率差值
VPi：锋值
VPr：预设功率值
VPr1：基频功率值
VPr12：估计功率值
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一优选实施例，并配合附图，作详细说明如下。
图1是表示根据本发明一实施例的电子装置。参阅图1，电子装置1包括谐振电路10、功率检测电路11、驱动器12、以及电流感测器13。功率检测电路11用于检测谐振电路10的当前总输入功率。在一实施例中，电子装置1可以是任何需要利用谐振电路进行转换能量的装置，例如无线信号收发装置、电磁炉等。在下文中，将以电子装置1为电磁炉作为例子来说明本公开的技术特征。
参阅图1，谐振电路10耦接电压源100以接收输入电压Vin。谐振电路10包括上臂切换元件QH、下臂切换元件QL、谐振电容Cr、电感Leq、以及电阻Req。上臂切换元件QH与下臂切换元件QL串联于电压源100的正极端与负极端之间。驱动器12产生切换信号GOH与GOL，以分别控制上臂切换元件QH与下臂切换元件QL的导通/关闭状态。在此实施例中，切换信号GOH与GOL各自具有一工作周期(Duty)，使得所控制的上臂切换元件QH与下臂切换元件QL依据各自对应的工作周期操作。通过切换信号GOH与GOL的控制，上臂切换元件QH与下臂切换元件QL各自在导通状态与关闭状态之间切换，且上臂切换元件QH与下臂切换元件QL的导通时间不重叠。
参阅图1，在电子装置1为电磁炉的情况下，谐振电路10中的电感Leq以及电阻Req分别是放置在电子装置(电磁炉)1上的锅具的等效电感以及等效电阻。串接的谐振电容Cr、电感Leq、以及电阻Req形成了谐振电路10的谐振槽，其耦接于上臂切换元件QH与下臂切换元件QL之间的共同节点N10。通过控制上臂切换元件QH与下臂切换元件QL各自在导通状态与关闭状态之间切换，一谐振槽电压vr产生于下臂切换元件QL的漏极与源极之间，且一谐振槽电流ir流经电容Cr。如图1所示，谐振槽电流ir由共同节点N10流向谐振槽。通过谐振电路10的电路架构可得知，谐振电路10为一种半桥串联谐振电路。
如图1所示，电流感测器13耦接谐振电路10的谐振槽于共同节点N10，以感测谐振槽电流ir。电流感测器13根据感测到的谐振槽电流ir产生电流信号Sir。在图1的实施例中，电流感测器13是配置在功率检测电路11之外。在其他实施例中，电流感测器13可包含于功率检测电路11内。
功率检测电路11包括检测电路110以及估计电路111。检测电路110接收电流信号Sir，且根据电流信号Sir获得谐振槽的基频功率Pr1以产生基频功率值VPr1。估计电路111则接收基频功率值VPr1，且根据基频功率值VPr1估算谐振槽的当前总输入功率Pr12以产生估计功率值VPr12。检测电路110以及估计电路111的详细操作将通过下文来说明。
参阅图1，检测电路110包括带通滤波器110A、锋值检测器110B、以及测量电路110C。带通滤波器110A接收来自电流感测器13的电流信号Sir，且对电流信号Sir进行带通率波操作以获得谐振槽的基频电流ir1(即谐振槽电流ir的基频成分)。带通滤波器110A产生表示基频电ir1的基频电流信号Sir1，并将其输出至锋值检测电路110B。
锋值检测电路110B耦接带通滤波器110A且接收来自带通滤波器110A的基频电流信号Sir1。由于基频电流信号Sir1是表示基频电流ir1，因此锋值检测电路110B可通过基频电流信号Sir1来检测出基频电流ir1的锋值VPi。锋值检测电路110B将检测出的锋值VPi传送至测量电路110C。
测量电路110C耦接锋值检测器110B且接收锋值VPi。测量电路110C根据锋值VPi以及谐振槽基频电阻R1测量谐振槽的基频功率Pr1
Figure BDA0003447429250000051
以产生对应的基频功率值VPr1，其中，在计算基频功率Pr1时，上述式子中的参数ir1(基频电流)是以其锋值VPi带入。在计算出基频功率Pr1后，测量电路110C产生对应的基频功率值VPr1，并将其传送至估计电路111。在此实施例中，基频电阻R1的值是预先决定的，其可预先存储于测量电路110C。在其他实施例中，基频电阻R1的值是预先决定的，其可预先存储于电子装置1的一存储器(未显示)中。当功率检测电路11操作时，自该存储器读取基频电阻R1的值。
估计电路111耦接测量电路110C且接收基频功率值VPr1。估计电路111通过基频功率值VPr1获得谐振槽基频功率Pr1。估计电路111还接收一指示信号S11，其表示切换信号GOH的工作周期。在此实施例中，估计电路111根据指示信号S11判断切换信号GOH的工作周期是否大于一临界值(例如30％或50％)。在判断出切换信号GOH的工作周期是不大于临界值的情况下，估计电路111根据补偿参数K对基频功率Pr1进行补偿以获得估算的当前总输入功率Pr12，且根据估算出的当前总输入功率Pr12产生估计功率值VPr12。在判断出切换信号GOH的工作周期是大于临界值的情况下，估计电路111则直接将基频功率值VPr1作为估计功率值VPr12。
在此实施例中，补偿参数K等于在一特定工作周期D下谐振槽的预设二倍频功率与预设基频功率的比值。补偿参数K是预先决定的，其可预先存储于估计电路111。在其他实施例中，补偿参数的值是预先决定的参数，其可预先存储于电子装置1的一存储器(未显示)中。当功率检测电路11操作时，自该存储器读取补偿参数K。
根据本公开的实施例可知，本公开仅需获得谐振槽的基频功率，即可估算谐振槽的当前总输入功率Pr12，不需复杂的运算。此外，由于估算电路111的补偿机制，使得本公开获得的总输入功率Pr12(估计功率值VPr12)具有较高的准确度。
下文将说明本公开的功率检测电路11能根据谐振槽的基频功率获得准确的当前总输入功率Pr12的分析。
图2是表示谐振电路10的谐振槽电压vr以及其谐波成分。参阅图2，谐振槽电压vr的最大值为输入电压Vin。vr1表示谐振槽电压vr的基频成分(也称为谐振槽的基频电压)，vr2表示谐振槽电压vr的二倍频成分(也称为谐振槽的二倍频电压)，vr3表示谐振槽电压vr的三倍频成分(也称为谐振槽的三倍频电压)。谐振槽电压vr可表示为：
Figure BDA0003447429250000061
其中，
fs：表示谐振槽电压vr的切换频率；
Figure BDA0003447429250000062
表示切换频率fs的切换周期；以及
D：表示切换信号GOH的工作周期(也就是，上臂切换元件QH的导通时间占周期时间的比例)。
式(1)通过傅里叶级数展开后表示为：
Figure BDA0003447429250000063
其中，
Figure BDA0003447429250000071
Vin：表示谐振槽电压vr的方波的最大值(即输入电压)；
n：表示谐振槽电压vr的谐波次数；以及
θn：n次谐波相位角度。
假设工作周期D等于30％为例，将D＝0.3带入式(2)后得到：
Figure BDA0003447429250000072
在只考虑电压的峰值(最大值)的情况下，基频电压vr1、二倍频电压vr2、以及三倍频电压vr3的峰值分别为0.515Vin、0.303Vin及0.066Vin。从这些数值可观察到，基频电压vr1的峰值大于二倍频电压vr2的锋值且更远大于三倍频电压vr3的峰值。因此，在检测功率时可忽略三倍频电压vr3的影响。
由于谐振槽的输入阻抗随谐振电路10的工作频率提高而增加，且根据上述基频电压vr1、二倍频电压vr2、以及三倍频电压vr3的分析，因此，只需考虑低次电压谐波(即基频谐波与二倍频斜坡)对谐振槽的总输入功率的影响。
本公开申请人模拟谐振电路10的功率分布。参阅图4，显示了分别在所工作周期D为10％、20％、30％、40％、50％下，基频功率Pr1、二倍频功率Pr2、三倍频功率Pr3、线圈损失功率Pcoil、杂散损失功率Pstray在总功率Pr中所占的百分比。如图4所示，在工作周期D等于或小于30％时，基频功率Pr1占总功率Pr的90％以下，三倍频功率Pr3、线圈损失功率Pcoil、杂散损失功率Pstray各自占总功率Pr的5％以下。在工作周期D大于30％时，基频功率Pr1几乎等于总功率Pr，而二倍频功率Pr2、三倍频功率Pr3、线圈损失功率Pcoil、杂散损失功率Pstray也各自占总功率Pr的5％以下。
根据上述分析，当工作周期D较大时，由于基频功率Pr1几乎等于总功率Pr，因此，估计电路111不需对基频功率Pr1进行补偿，而直接将基频功率值VPr1作为估计功率值VPr12，即能准确地估计谐振电路10的当前总输入功率Pr12。如上所述，当工作周期D较小时，基频功率Pr1占总功率Pr的90％以下且二倍频功率Pr2在总功率Pr中还是占有相当的比例。为了能更准确地根据基频功率Pr1估计当前总输入功率Pr12，估计电路111则以补偿参数K对基频功率Pr1进行补偿，进而获得估计功率值VPr12。
在一实施例中，估计电路111设定一临界值，且根据工作周期D是否大于一临界值来决定是否对基频功率Pr1进行补偿。根据上述说明，此临界值可以设为30％。
以下将说明补偿参数K的定义。
假设当前总输入功率Pr12是由谐振槽的基频功率Pr1及二倍频功率Pr2来估算，此时Pr12可表示为：
Figure BDA0003447429250000081
将
Figure BDA0003447429250000082
以及/>
Figure BDA0003447429250000083
带入式(4)，并重新整理可得：
Figure BDA0003447429250000084
其中，
Figure BDA0003447429250000085
谐振槽的基频电压；
Figure BDA0003447429250000086
谐振槽的二倍频电压；
Figure BDA0003447429250000087
谐振槽的输入基频阻抗；
Figure BDA0003447429250000088
谐振槽的输入二倍频阻抗；
R1,R2：谐振槽的基频电阻以及二倍频电阻；
L1,L2：谐振槽的基频电感以及二倍频电感；
ωs：操作角速度。
将式(5)中的
Figure BDA0003447429250000089
]改写为：
Figure BDA00034474292500000810
令式(5)中的
Figure BDA00034474292500000811
]为K，其中，/>
Figure BDA00034474292500000812
为Kv且/>
Figure BDA00034474292500000813
为K1，那么式(5)改写为：
Pr12＝Pr1(1+K)＝Pr1(1+KvK1) 式(7)
此外，
Figure BDA0003447429250000091
Figure BDA0003447429250000092
Figure BDA0003447429250000093
Figure BDA0003447429250000094
Figure BDA0003447429250000095
其中，ωo为自然协振角速度
根据式(4)与式(7)，补偿参数K为二倍频功率Pr2与基频功率Pr1的比值。根据式(5)、式(7)、与式(8)，参数Kv是有关于二倍频电压vr2与基频电压vr1的比值，且参数K1是有关于二倍频电阻与基频电阻的比值。当工作周期D为10％、20％、以及30％时，参数Kv分别为0.9、0.65、以及0.35。因此，根据式(8)可得知，当工作周期D越大时，二倍频功率Pr2所占的比例越低，这表示以基频功率Pr1来估计当前总输入功率Pr12时的误差较小。
根据上述，当工作周期D越小时，参数Kv越大，也就是二倍频功率Pr2所占的比例越大。因此，当根据基频功率Pr1估计当前总输入功率Pr12时，则需要对基频功率Pr1进行补偿。在本发明实施例中，是以补偿参数K对基频功率Pr1进行补偿，其中，补偿参数K等于二倍频功率Pr2与基频功率Pr1的比值，且等于参数Kv与K1的乘积(K＝KvK1)。
根据式(10)～(12)，参数K1根据参数KL与KR来决定。图5是表示在电磁炉的一般操作下，参数KL与KR以及其等对应的参数K1的误差。如图5所示，在参数KL与KR的一较广变动范围(于图5中以点状标示的区域)内，参数K1的误差小于10％，这表示参数K1的变动范围不大，视为不受工作周期D所影响的参数。因此，根据本发明的实施例中，本公开的电子装置1可先以测试或分析的分式取得在一特定的工作周期D下的补偿参数K，接着根据式(8)获得参数Kv，最后根据补偿参数K与参数Kv估算出参数K1。获得的补偿参数K以及参数Kv与K1存储于电子装置1的一存储器或存储于估计电路111，以作为预先决定的参数，供功率检测电路11操作时使用。
在一实施例中，电子装置1是预先决定对应工作周期D为10％的补偿参数K以及参数Kv与K1。在此情况下，估计电路111将临界值设为30％，以作为是否对基频功率Pr1进行补偿的判断标准。
在其他实施例中，电子装置1可预先决定对应多个工作周期的多个补偿参数K以及多个参数Kv与K1，以作为预先决定的多个参数。当功率检测电路11操作时，可依据表示切换信号GOH的工作周期D的指示信号S11来选择预先决定的多个参数中的一补偿参数K或一组参数Kv与K1对基频功率Pr1进行补偿。
在上述实施例中，估计电路11是根据工作周期D是否大于一临界值来决定是否对基频功率Pr1进行补偿。在其他实施例中，不论切换信号GOH的工作周期D为何，估计电路111皆根据补偿参数K对基频功率Pr1进行补偿以获得估算的当前总输入功率Pr12，且根据估算出的当前总输入功率Pr12产生估计功率值VPr12。
图3是表示根据本发明另一实施例的电子装置。参阅图3，电子装置3包括图1中的谐振电路10、功率检测电路11、驱动器12、以及电流感测器13。谐振电路10、功率检测电路11、驱动器12、以及电流感测器13的操作请参阅图1实施例的相关叙述，在此省略说明。
如图3所示，电子装置3还包括调节电路14。功率检测电路11与调节电路14一起组成了控制电路15，用于控制谐振电路10。调节电路14接收来自估计电路111的估计功率值VPr12，且产生控制信号GH与GL。调节电路14计算估计功率值VPr12与预设功率值VPr之间的一功率差值，且根据此功率差值调整控制信号GH与GL各自的工作周期。
在图3的实施例中，电流感测器13是配置在控制电路15之外。在其他实施例中，电流感测器13可包含于控制电路15内。
驱动器12接收来自调节电路14的控制信号GH以及GL，且根据控制信号GH与GL分别产生切换信号GOH与GOL，以控制上臂切换元件QH与下臂切换元件QL的导通/关闭状态。因此可知，调节电路14通过调整控制信号GH与GL各自的工作周期，来分别调整或改变切换信号GOH与GOL各自的工作周期。在此实施例中，控制信号GH的工作周期与切换信号GOH的工作周期(D)相等，且控制信号GL的工作周期与切换信号GOL的工作周期相等。
参阅图3，调节电路14包括减法器140、功率调节器141、以及信号产生器142。减法器140接收估计功率值估计功率值VPr12与预设功率值VPr，且计算估计功率值VPr12与预设功率值VPr之间的差异以产生功率差值VPd。减法器140将功率差值VPd提供至功率调节器141。
功率调节器141接收功率差值VPd，且根据功率差VPd的至少一特征以产生调节信号S14。在此实施例中，功率差VPd的至少一特征包括功率差VPd的幅度以及其极性(正或负)中至少一者。调节信号S14则是用于指示如何调整控制信号GH与GL的工作周期，例如，调节信号S14指示用于调整控制信号GH与GL的工作周期的调整幅度以及调整方向(增加或减少)中至少一者。功率调节器141将调节信号S14输提供至信号产生器142。
信号产生器142接收调节信号S14且产生控制信号GH与GL。信号产生器142根据调节信号S14调整控制信号GH与GL的工作周期。信号产生器142将控制信号GH与GL提供至驱动器12。驱动器12则根据控制信号GH与GL分别产生切换信号GOH与GOL，以控制上臂切换元件QH与下臂切换元件QL的导通/关闭状态。
通过上述控制电路15中功率检测电路11与调节点路14的操作，控制电路15可根据基频功率值VPr1来估计谐振电路10的当前总输入功率Pr12，以产生估计功率值VPr12。基于估计功率值VPr12与期望的预设功率值VPr之间的差异来调整控制信号GH与GL的工作周期，借此调整切换信号GOH与GOL。通过控制电路15的估计与调整操作，最终使得谐振电路10的当前总输入功率Pr12接近或等于期望的预设功率值VPr。
虽然本发明已以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此项技艺者，在不脱离本发明的构思和范围内，当可作变动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。

Claims (17)

1.一种功率检测电路，用于检测一谐振电路的一当前总输入功率，包括：
一检测电路，接收一电流信号，且根据该电流信号获得一谐振槽基频功率以产生一基频功率值，其中，该电流信号表示该谐振电路所产生的一谐振槽电流；以及
一估计电路，接收该基频功率值，且根据该基频功率值估算该当前总输入功率以产生一估计功率值。
2.如权利要求1所述的功率检测电路，其中：
该谐振电路包括一切换元件，且该切换元件根据一工作周期操作；以及
该估计电路根据该基频功率值获得该谐振槽基频功率，且根据一补偿参数对该谐振槽基频功率进行补偿以产生该估计功率值。
3.如权利要求1所述的功率检测电路，其中：
该谐振电路包括一切换元件，且该切换元件根据一工作周期操作；
当该工作周期大于一临界值时，该估计电路接收该基频功率值以作为该估计功率值；以及
当该工作周期不大于该临界值时，该估计电路该估计电路根据该基频功率值获得该谐振槽基频功率，且根据一补偿参数对该谐振槽基频功率进行补偿以产生该估计功率值。
4.如权利要求3所述的功率检测电路，其中，该补偿参数有关于在该工作周期的一特定值下该谐振电路的一预设二倍频功率与一预设基频功率的比值。
5.如权利要求1所述的功率检测电路，其中，该检测电路包括：
一带通滤波器，接收该电流信号，对该电流信号进行一带通率波操作以产生一基频电流信号，其中，该基频电流信号表示该谐振电路的一谐振槽基频电流；
一锋值检测电路，接收该基频电流信号，且根据该基频电流信号检测该谐振槽基频电流的一锋值；以及
一测量电路，接收该锋值，且根据该锋值以及一基频电阻测量该谐振槽基频功率以产生该基频功率值。
6.如权利要求5所述的功率检测电路，其中，该基频电阻表示该谐振电路的一谐振槽基频电阻。
7.一种控制电路，用于产生一第一控制信号以控制一谐振电路，包括：
一检测电路，接收一电流信号，且根据该电流信号获得一谐振槽基频功率以产生一基频功率值，其中，该电流信号表示该谐振电路所产生的一谐振槽电流；
一估计电路，接收该基频功率值，且根据该基频功率值估算该谐振电路的一当前总输入功率以产生一估计功率值；以及
一调节电路，接收该估计功率值且产生该第一控制信号，计算该估计功率值与一预设功率值之间的一功率差值，且根据该功率差值调整该第一控制信号的一工作周期。
8.如权利要求7所述的控制电路，其中：
该估计电路根据该基频功率值获得该谐振槽基频功率，且根据一补偿参数对该谐振槽基频功率进行补偿以产生该估计功率值。
9.如权利要求7所述的控制电路，其中：
当该第一控制信号的该工作周期大于一临界值时，该估计电路接收该基频功率值以作为该估计功率值；以及
当该第一控制信号的该工作周期不大于该临界值时，该估计电路该估计电路根据该基频功率值获得该谐振槽基频功率，且根据一补偿参数对该谐振槽基频功率进行补偿以产生该估计功率值。
10.如权利要求9所述的控制电路，其中，该补偿参数有关于在该工作周期的一特定值下该谐振电路的一预设二倍频功率与一预设基频功率的比值。
11.如权利要求7所述的控制电路，其中，该检测电路包括：
一带通滤波器，接收该电流信号，对该电流信号进行一带通率波操作以产生一基频电流信号，其中，该基频电流信号表示该谐振电路的一谐振槽基频电流；
一锋值检测电路，接收该基频电流信号，且根据该基频电流信号检测该谐振槽基频电流的一锋值；以及
一测量电路，接收该锋值以及一基频电阻，且根据该锋值以及该基频电阻测量该谐振槽基频功率以产生该基频功率值。
12.如权利要求11所述的控制电路，其中，该基频电阻表示该谐振电路的一谐振槽基频电阻。
13.如权利要求7所述的控制电路，其中，该调节电路包括：
一减法器，接收该估计功率值与该预设功率值，且计算该估计功率值与该预设功率值之间的差异以产生该功率差值；
一功率调节器，接收该功率差值，且根据该功率差的至少一特征以产生一调节信号；以及
一信号产生器，用以产生该第一控制信号，其中，该信号产生器接收该调节信号，且根据该调节信号调整该第一控制信号的该工作周期。
14.如权利要求13所述的控制电路，其中，该功率差的该至少一特征包括该功率差的一幅度以及一极性中至少一者。
15.如权利要求13所述的控制电路，其中，该调节信号指示用于调整该工作周期的一调整幅度以及一调整方向中至少一者，以用于调整该工作周期。
16.如权利要求7所述的控制电路，其中，该控制电路更产生一第二控制信号以控制该谐振电路，且该调节电路还根据该功率差值调整该第二控制信号。
17.如权利要求16所述的控制电路，其中，该谐振电路包括串接的一上臂切换元件以及一下臂切换元件，该第一控制信号用于控制该上臂切换元件，且该第二控制信号操作用于控制该下臂侧切换元件。
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