CN116388142A - 适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器 - Google Patents

适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器 Download PDF

Info

Publication number
CN116388142A
CN116388142A CN202310373104.6A CN202310373104A CN116388142A CN 116388142 A CN116388142 A CN 116388142A CN 202310373104 A CN202310373104 A CN 202310373104A CN 116388142 A CN116388142 A CN 116388142A
Authority
CN
China
Prior art keywords
submodule
sub
module
voltage
pulse signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202310373104.6A
Other languages
English (en)
Inventor
侯锦涛
朱小全
侯鹏辉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Original Assignee
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Aeronautics and Astronautics filed Critical Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority to CN202310373104.6A priority Critical patent/CN116388142A/zh
Publication of CN116388142A publication Critical patent/CN116388142A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/10—Parallel operation of dc sources
    • H02J1/109—Scheduling or re-scheduling the operation of the DC sources in a particular order, e.g. connecting or disconnecting the sources in sequential, alternating or in subsets, to meet a given demand
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/10—Parallel operation of dc sources
    • H02J1/102—Parallel operation of dc sources being switching converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/14—Balancing the load in a network
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/24—Arrangements for preventing or reducing oscillations of power in networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，属于发电、变电或配电的技术领域。该电力电子变压器包括N个子模块变换器、N‑1个LC谐振型功率支路、1个多绕组耦合变压器、1个并网电抗器。本发明在不需要提供额外的直流变换器的情况下就可以将直流单元连接到中高压直流母线上。该变换器副边开关管50%占空比互补导通，通过控制子模块移相角实现光伏MPPT、储能设备以及直流负载的供能，控制简单；当直流机组功率差异引起中压直流母线侧电压不平衡时，LC谐振功率支路和多绕组耦合变压器组成的隔离型谐振双有源半桥变换器用于平衡各模块之间的电压，并转移它们的差动功率，从而避免器件过压损坏，保证直流机组的有效运行，提高可靠性。

Description

适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器
技术领域
本发明涉及光伏、储能设备和直流负载多端口电力电子变换器技术，特别涉及具有子模块输出电压自均衡能力的“输入独立、输出串联”（Input Independent OutputSeries，IIOS）型变换器，具体公开适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
伴随着光伏式发电技术的迅速发展，通过光伏太阳能的中压直流电网接口接入直流设备正成为主流技术。直流配电网结构一般由低压直流母线和中压直流母线组成。如果要将光伏阵列、储能设备或直流负载等直流单元同时连接到低压直流母线，则需要额外的低压直流变换器，额外的变换器会造成额外的功率损耗，增加系统成本。为了解决上述问题，将输入侧为低压、输出侧为中压直流母线的“输入独立、输出串联”型变换器用于大功率容量、大空间范围、多个分布式电源和直流负载汇集到中压母线等场合，但该类变换器受制于其固有的物理特性，存在输出功率不均衡引起输出电压形成偏差的问题，这限制了该类变换器的进一步应用。针对此类问题，目前在拓扑结构层面的解决办法主要包括：（1）在拓扑中增加额外开关网络进行功率传输；（2）构建包括Buck-Boost型电路、串联LC支路的拓扑，但这类拓扑往往存在控制策略复杂、器件过多、调节时间长等问题。在控制层面的解决方案为均压控制方法，现有均压控制方法通过设计控制器计算移相角，并结合闭环拓扑调节变换器控制信号实现均压，需要设计额外的控制器且控制复杂度高，故需对现有均压控制方法进行优化。
综上，本发明旨在提出适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器以克服上述缺陷。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中涉及到的缺陷，提供适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，实现无需额外变换器或低压直流母线即可将直流单元连接到中高压直流母线的发明目的，解决IIOS型变换器控制策略复杂、器件过多、调节时间长的技术问题。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，包括：N个子模块、N-1个LC谐振型功率支路、1个多绕组耦合变压器、1个并网电抗器；其中，第1个子模块为接入低压直流母线的子模块，其余N-1个子模块为接入光伏阵列、储能设备或直流负载的子模块，N为大于等于2的自然数，第1个子模块输出侧直流母线正极性端通过并网电抗器接入中压直流母线正极，第s+1个子模块输出侧直流母线正极性端连接第s个子模块输出侧直流母线负极性端，第s+2个子模块输出侧直流母线正极性端连接第s+1个子模块输出侧直流母线负极性端，多绕组耦合变压器原边绕组的一端连接第1个子模块副边整流电路第一桥臂中点，多绕组耦合变压器原边绕组的一端连接第1个子模块副边整流电路第二桥臂中点，第k个LC谐振型功率支路的一端连接第s+1个子模块副边整流电路第一桥臂中点，第k个LC谐振型功率支路的另一端连接多绕组变压器第k个副边线圈的一端，多绕组变压器第k个副边线圈的另一端连接第s+1个子模块副边整流电路第二桥臂中点，第N个子模块输出侧直流母线负极性端连接中压直流母线负极，多绕组耦合变压器原边绕组连接第1个子模块副边整流电路第二桥臂中点的一端与多绕组耦合变压器第k个副边绕组连接第s+1个子模块副边整流电路第二桥臂中点的一端互为同名端，1≤s≤N-2，1≤k≤N-1。
子模块包括：第一原边电容、第二原边电容、第一原边开关管、第二原边开关管组成的原边逆变电路，高频隔离变压器，第一副边开关管、第二副边开关管、第三副边电容、第四副边电容组成的副边整流电路；第一原边电容和第二原边电容串接组成原边逆变电路的第一桥臂，第一原边开关管和第二原边开关管串接组成原边逆变电路的第二桥臂；第三副边电容和第四副边电容串接组成副边整流电路的第一桥臂，第一副边开关管和第二副边开关管串接组成副边整流电路的第二桥臂，第一副边开关管漏极与第三副边电容正极连接作为子模块输出侧直流母线正极性端，第二副边开关管源极与第四副边电容负极连接作为子模块输出侧直流母线负极性端；高频隔离变压器原边线圈接在原边逆变电路两桥臂中点之间，高频隔离变压器副边线圈接在副边整流电路两桥臂中点之间。
N-1个LC谐振型功率支路中，第k个LC谐振型功率支路包括：第k个谐振电感、第k个谐振电容，其中，第k个谐振电感的一端作为LC谐振型功率支路连接子模块副边整流电路第一桥臂中点的一端，第k个谐振电感的另一端与第k个谐振电容的负极相连，第k个谐振电容的正极为与多绕组变压器副边线圈相连的另一端。
适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器的驱动方法，对光伏阵列接入的子模块实行独立的MPPT控制；对储能设备接入的子模块实行独立的恒流控制；对直流负载接入的子模块实行独立的恒压控制，对低压直流母线接入的子模块实行独立的恒压控制，其控制的具体包括如下6个步骤。
步骤1，对于各子模块而言，以占空比为50%的第一高频脉冲信号作为副边整流电路中第二桥臂上开关管的栅极触发信号。
步骤2，将第一高频脉冲信号输入到反相器，得到第二高频脉冲信号；对于各子模块而言，将第二高频脉冲信号作为副边整流模块中第二桥臂下开关管的栅极触发信号。
步骤3，对于接入储能设备的子模块，采集接入储能设备的子模块的输入侧电流i in,p并将其输入到恒流控制器，恒流控制器输出接入储能设备的子模块的移相角dSM,p，将第一高频脉冲信号与移相角dSM,p输入到移相器，得到第三高频脉冲信号；将第三高频脉冲信号作为接入储能设备的子模块原边半桥逆变电路中第二桥臂上开关管的栅极触发信号；将第三高频脉冲信号输入到反相器，得到第四高频脉冲信号，将第四高频脉冲信号作为接入储能设备的子模块原边半桥逆变电路中第二桥臂下开关管的栅极触发信号。
步骤4，对于接入光伏阵列的子模块，采集接入光伏阵列的子模块的输入侧电压Vin,q和输入侧电流i in,q，同时输入Vin,q和i in,q到MPPT控制器，MPPT控制器输出接入光伏阵列的子模块的移相角dSM,q，将第一高频脉冲信号与移相角dSM,q输入到移相器，移相器输出的第五高频脉冲信号作为接入光伏阵列的子模块原边逆变电路第二桥臂上开关管的栅极触发信号，将第五高频脉冲信号输入到反相器，反相器输出的第六高频脉冲信号作为接入光伏阵列的子模块原边逆变电路第二桥臂下开关管的栅极触发信号。
步骤5，对于接入直流负载的子模块，采集接入直流负载的半桥子模块的输入侧电压Vin,r并将其输入到恒压控制器，恒压控制器输出接入直流负载的子模块的移相角dSM,r到移相器，第一高频脉冲信号与接入直流负载的子模块的移相角dSM,r输入到移相器，移相器输出的第七高频脉冲信号作为接入直流负载的子模块原边半桥逆变电路第二桥臂上开关管的栅极触发信号，第七高频脉冲信号输入到反相器，反相器输出的第八高频脉冲信号作为接入直流负载的子模块原边逆变电路第二桥臂下开关管的栅极触发信号。
步骤6，对于接入直流母线的第1子模块，采集第1个子模块的输出侧电压Vo1，并根据第1个子模块的输出侧电压对第1个子模块进行恒压控制，得到第1个子模块的移相角，根据第一高频脉冲信号与第1个子模块的移相角得到第九高频脉冲信号，将第九高频脉冲信号作为第1个子模块原边逆变电路第二桥臂上开关管的栅极触发信号，将与第九高频脉冲信号反相的第十高频脉冲信号作为第1个子模块原边逆变电路第二桥臂下开关管的栅极触发信号。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
（1）本发明所提适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变换器，当光伏阵列、储能设备或直流负载等直流单元同时连接到低压母线，省去了额外的低压直流接口变换器，同时第2至第N个子模块输出侧桥臂之间仅需增加一条LC支路，利用谐振传递不均衡功率，实现光伏阵列、储能设备或直流负载等直流单元同时运行情况下副边输出电压均衡的目的，从而增加系统的可靠性；LC谐振功率支路和多绕组耦合变压器组成的隔离型谐振双有源半桥变换器用于平衡各模块之间的电压，接入子模块的低压直流母线通过副边的多绕组耦合变压器向其余子模块传能，转移子模块间的差动功率，接入子模块的低压直流母线向其余子模块传能时无需经过两个子模块之间各子模块的LC支路，避免器件过压损坏，减少环路电流及功耗。
（2）本发明所提适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变换器，在并网与离网的情况下，所有直流单元均能独立运行，所有开关管均可实现零电压开通，开关损耗小，变换器效率高，同时基于器件集成复用思想，减少了有源器件的使用数量，降低了本发明的成本。
（3）针对本发明所提适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变换器，给出一种50%占空比开环控制的均压控制策略，对各子模块副边整流电路上开关管施以相同控制信号，再结合副边开关管50%占空比互补导通的设计，使串联在子模块副边整流电路桥臂中点之间的LC支路在直流机组功率差异引起中压直流母线侧电压不平衡时谐振，进而在副边整流电路桥臂中点两端产生完全相同的方波电压，平衡各模块之间的电压并转移它们的差动功率，达到理想变压器的目的，无需设计额外的移相控制器，降低均压控制策略的复杂度，将LC功率均衡单元开关管与子模块副边开关管集成，减少有源器件数量。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍。
图1为本发明一实施例提供的适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器电路拓扑结构示意图。
图2为本发明一实施例提供的适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器（子模块数量N=4时）的电路拓扑结构示意图。
图3为本发明一实施例提供的适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器的控制信号以及触发脉冲示意图。
图4为本发明一实施例提供的适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器中子模块#2正常工作的电路波形图。
图5（a）至图5（f）为本发明一实施例提供的一种带有隔离型谐振双向功率自均衡变换器的四端口电力电子变换器在一个开关周期内通过自均衡单元相连的子模块#1、子模块#k的6个工作模态的等效电路图。
图6为本发明一实施例提供的一种带有隔离型谐振双向功率自均衡变换器的四端口电力电子变换器不同条件下工作模式图。
图7和图8为本发明一实施例提供的在仿真中的4个子模块的相关波形图，其中，图7为三模块电力电子变换器从模式B切换到模式A的波形示意图，图8为三模块电力电子变换器从模式D切换到模式C再切换到模式A的波形示意图。
图9（a）所示的是带有隔离型谐振双向功率自均衡变换器的四端口电力电子变换器在稳态工作下子模块#2变压器漏感的电压电流仿真波形图，图9（b）、图9（c）所示的是所述带有隔离型谐振双向功率自均衡变换器的电力电子变换器在稳态下开关管的电压电流以及触发脉冲仿真波形图。
图中标号说明：S1,1、S2,1为第1子模块中第一、第二原边开关管，C1,1、C2,1为第1子模块中第一、第二原边电容，S1,2、S2,2为第2子模块中第一、第二原边开关管，C1,2、C2,2为第2子模块中第一、第二原边电容，S1,k、S2,k为第k子模块中第一、第二原边开关管，C1,k、C2,k为第k子模块中第一、第二原边电容，S1,N、S2,N为第N子模块中第一、第二原边开关管，C1,N、C2,N为第N子模块中第一、第二原边电容，LSM,1、LSM，2、LSM，k、LSM，N为第1子模块、第2子模块、第k子模块、第N子模块的漏感，Q1,1、Q2,1为第1子模块中第一、第二副边开关管，C3,1、C4,1为第1子模块中第三、第四副边电容，Q1,2、Q2,2为第2子模块中第一、第二副边开关管，C3,2、C4,2为第2子模块中第三、第四副边电容，Q1,k、Q2,k为第k子模块中第一、第二副边开关管，C3,k、C4,k为第k子模块中第三、第四副边电容，Q1,N、Q2,N为第N子模块中第一、第二副边开关管，C3,N、C4,N为第N子模块中第三、第四副边电容，Lg为并网电抗器，Lr,2、Cr,2为第2个LC谐振型功率支路中的谐振电感和谐振电容, Lr,k、Cr,k为第k个LC谐振型功率支路中的谐振电感和谐振电容，Lr,N、Cr,N为第N个LC谐振型功率支路中的谐振电感和谐振电容。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
图1展示了本发明所提适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，该电力电子变换器包括：N个子模块、并网电抗器Lg，N-1个LC谐振型功率支路（LCR#2-LCR#N）。
图1所示子模块#1~子模块#N均为双有源半桥子模块。
子模块#k包括：第k子模块中第一、第二原边开关管S1,k、S2,k和第一、第二原边电容C1,k、C2,k组成的原边半桥逆变电路，第k子模块漏感LSM，k，高频隔离变压器，第k子模块中第一副边开关管、第二副边开关管、第三副边电容、第四副边的电容Q1,k、Q2,k、C3,k、C4,k。
第k个LC谐振型功率支路包括：第k个谐振电感、第k个谐振电容，第k个谐振电感的一端作为第k个LC谐振型功率支路的一端，第k个谐振电感的另一端连接第k个谐振电容负极，第k个谐振电容的正极作为第k个LC谐振型功率支路的另一端连接第k个多绕组变压器副边线圈。
图2所示为适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器子模块数量N=4时的电路拓扑结构示意图。
图3所示为适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器的控制信号框图。为了叙述方便，主控制器分别与四个子模块原边开关管和副边开关管相连。
对于接入低压直流母线的子模块#1，控制第1子模块中副边开关管Q1,1和第1子模块中副边开关管Q2,1各50%占空比互补导通并带有死区，控制第1子模块中第一原边开关管S1,1给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第1子模块中第二原边开关管S2,1给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第1子模块中第一原边开关管S1,1与第1子模块中第二原边开关管S2,1互补导通，通过控制第1子模块中第一原边开关管S1,1与第1子模块中第一副边开关管Q1,1移相角dSM,1实现子模块#1的正常运行，且各模块间的控制算法互不影响。
对于接入光伏阵列的子模块#2，控制第2子模块中副边开关管Q1,2和第2子模块中副边开关管Q2,2各50%占空比互补导通并带有死区，控制第2子模块中第一原边开关管S1,2给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第2子模块中第二原边开关管S2,2给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第2子模块中第一原边开关管S1,2与第2子模块中第二原边开关管S2,2互补导通，通过控制第2子模块中第一原边开关管S1,2与第2子模块中第一副边开关管Q1,2移相角dSM,2实现子模块#2的正常运行，且各模块间的控制算法互不影响。
对于接入储能设备的子模块#3，控制第3子模块中副边开关管Q1,3和第3子模块中副边开关管Q2,3各50%占空比互补导通并带有死区，控制第3子模块中第一原边开关管S1,3给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第3子模块中第二原边开关管S2,3给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第3子模块中第一原边开关管S1,3与第3子模块中第二原边开关管S2,3互补导通，通过控制第3子模块中第一原边开关管S1,3与第3子模块中第一副边开关管Q1,3移相角dSM,3实现子模块#3的正常运行，且各模块间的控制算法互不影响。
对于接入直流负载的子模块#4，控制第4子模块中副边开关管Q1,4和第4子模块中副边开关管Q2,4各50%占空比互补导通并带有死区，控制第4子模块中第一原边开关管S1,4给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第4子模块中第二原边开关管S2,4给定50%占空比相同触发脉冲导通并带有死区，控制第4子模块中第一原边开关管S1,4与第4子模块中第二原边开关管S2,4互补导通，通过控制第4子模块中第一原边开关管S1,4与第4子模块中第一副边开关管Q1,4移相角dSM,4实现子模块#4的正常运行，且各模块间的控制算法互不影响。
4个子模块中开关管触发脉冲产生原理如下：脉冲发生器产生一个占空比为50%的高频脉冲信号1作为第k（k=1,2,3,4）子模块中第一副边开关管Q1,k的栅极触发信号，高频脉冲信号1输入到反相器，反相器输出高频脉冲信号2作为第k（k=1,2,3,4）子模块中第二副边开关管Q2,k的栅极触发信号。
采集接入低压直流母线的子模块#1的输出侧电压Vo1，同时将输出侧电压Vo1输入到恒压控制器，恒压控制器输出第1个子模块的移相角dSM,1到移相器，高频脉冲信号1与移相角dSM,1输入到移相器，移相器输出高频脉冲信号3作为第1子模块中第一原边开关管S1,1的栅极触发信号，高频脉冲信号3输入到反相器，反相器输出高频脉冲信号4作为第1子模块中第一原边开关管S2,1的栅极触发信号。
采集接入光伏阵列的子模块#2的输入侧电压Vin2和输入侧电流i in2，同时将输入侧电压Vin2和输入侧电流i in2输入到MPPT控制器，MPPT控制器输出第2个子模块的移相角dSM,2到移相器，高频脉冲信号1与移相角dSM,2输入到移相器，移相器输出高频脉冲信号5作为第2子模块中第一原边开关管S1,2的栅极触发信号，高频脉冲信号5输入到反相器，反相器输出高频脉冲信号6作为第2子模块中第一原边开关管S2,2的栅极触发信号。
采集接入储能设备的子模块#3的输入侧电流i in3，传输输入侧电流i in3到恒流控制器，恒流控制器输出第3个子模块的移相角dSM,3到移相器，高频脉冲信号1与移相角dSM,3输入到移相器，移相器输出高频脉冲信号7作为第3子模块中第一原边开关管S1,3的栅极触发信号，高频脉冲信号7输入到反相器，反相器输出高频脉冲信号8作为第3子模块中第二原边开关管S2,3的栅极触发信号。
采集接入直流负载的子模块#4的输入侧电压Vin4，传输输入侧电压Vin3到恒压控制器，恒压控制器输出第4个子模块的移相角dSM,4到移相器，高频脉冲信号1与移相角dSM,4输入到移相器，移相器输出高频脉冲信号9作为第4个子模块中第一原边开关管S1,4的栅极触发信号，高频脉冲信号9输入到反相器，反相器输出高频脉冲信号10作为第4个子模块中第一原边开关管S2,4的栅极触发信号。
图4所示为适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器正常工作的电路波形。
接入的子模块#k输入侧的开关管S1,k、S2,k以及输出侧的开关管Q1,k、Q2,k驱动信号分别为gS1,k、gS2,k、gQ1,k、gQ2,k，高频隔离变压器原副边电压波形为Vh，高频隔离变压器漏感电流为i LSM,k，Vink为输入电压，Vok为输出电压，Tk高频隔离变压器变比，第k个LC谐振型功率自均衡支路中谐振电容Cr,k的电压电流波形分别为Vck、i ck。当变换器工作于稳态时应满足Vo1=Vo2=…Vok=…VoN=Vbus/N，变换器的输出电流为Io，开关频率为f s，每个开关周期时间为Ts；
图5所示为适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器在一个开关周期内通过自均衡单元相连的子模块#1、子模块#k的6个工作模态的等效电路图。在一个开关周期(Ts，t0-t6)内，电路的工作波形如图4所示，假设子模块#k处于放电状态且子模块#k的输出电压低于子模块#1的输出电压，此时子模块#1通过自均衡单元LCR#k向子模块#k传递功率，电路可以被分成6个状态，如图5所示。
图5（a）中，t=t0之前，子模块#k输入侧开关管S1,k、输出侧的开关管Q1,k反并联二极管开通，变压器漏感电流i LSM,1为正且线性减小。
图5（b）中，t＝（t0,t1），在t=t0时，断开开关管S1,k，由于变压器漏感电流i LSM,k不可突变，开关管S2,k反并联二极管被迫导通，开关管S2,k端电压被箝位为0V，在此时给开关管S2,k触发脉冲即可实现零电压开通，变压器漏感电流i LSM,1为正且线性减小。
图5（c）中，t＝（t1,t2），在t=t1时，变压器漏感电流i LSM,1由正过零，开关管S2,k、Q1,k零电压开通，输入电流Iink向变压器漏感充电，变压器漏感电流i LSM,k为负且线性增大。
图5（d）中，t＝（t2,t3），在t=t2时，输出侧的开关管Q1,k触发脉冲消失，由于变压器漏感电流i LSM,k不可突变，输出侧的开关管Q2,k反并联二极管被迫导通，变压器漏感电流i LSM,k为负且线性减小。
图5（e）中，t＝（t3,t4），在t=t3时，断开开关管S2,k由于变压器漏感电流i LSM,k不可突变，开关管S1,k反并联二极管被迫导通，开关管S1,k端电压被箝位为0V，在此时给开关管S1,k触发脉冲即可实现零电压开通，变压器漏感电流i LSM,k为负且线性减小。
图5（f）中，t＝（t4,t5），在t=t4时，变压器漏感电流i LSM,k由负过零，开关管S1,k、Q2,k零电压开通，输入电流Iink向变压器漏感充电，变压器漏感电流i LSM,k为正且线性增大。
图6所示为一个四模块电力电子变换器的模型，主要模式有四种，其中子模块#1连接低压直流母线，子模块#2连接光伏阵列，子模块#3连接储能设备，子模块#4连接直流负载。当四模块电力电子变换器接入直流电网时，作为备用源的储能设备不运行，当四模块电力电子变换器断开直流电网时，建立起母线电压。定义PLV为光伏阵列的功率，Ppv为光伏阵列的功率，PBatt为储能设备的功率，PLoad为直流负载的功率，PGrid为直流电网功率，其运行模式可以描述为以下4种模式。
1）模式A：PLV+ PPV=PLoad+PGrid，光伏阵列采用MPPT控制，光伏阵列产生的功率大于直流负载消耗的功率，多余的功率被转移到中压直流电网，此时储能设备不工作。当负载功率上升或光伏阵列功率下降以至光伏阵列产生的功率不满足直流负载需求时，中压直流电网产生功率传递给负载；当电力电子变换器断开与中压直流母线的连接，即进入离网运行状态时，切换至模式C。
2）模式B：PLV+PPV=PLoad+PBatt+PGrid，当储能设备的电量远低于其额定值时，光伏阵列应提供额外的电能给储能设备充电，接入储能设备的子模块#2采用恒流控制策略，储能设备充电阶段结束后，模式B变为模式A。
3）模式C：PLV+PPV=PLoad，在此模式下，电力电子变换器与中压直流电网断开，接入光伏阵列的子模块仍然采用MPPT控制策略，多余的电能为低压直流母线充电，总线电压由第一个子模块建立。当储能设备需要充电时，切换至模式D。当光伏阵列产生的功率小于直流负载消耗时，由低压直流母线提供均衡的功率。当电力电子变换器接入中压直流母线时，切换至模式A。
4）模式D： PLV+PPV=PLoad+PBatt，在此模式下，电力电子变换器与中压直流电网断开，总线电压由第一个子模块建立。当光伏阵列产生的功率小于直流负载消耗时，由低压直流母线提供均衡的功率。接入低压直流母线的子模块采用恒压控制策略，接入光伏阵列的子模块采用MPPT控制策略，接入储能设备的子模块采用恒流控制策略。当电力电子变换器接入中压直流母线时，切换至模式B；当储能设充电结束时，切换至模式C。当光伏阵列产生的功率小于储能设备和直流负载消耗时，由低压直流母线提供均衡的功率。
接低压直流母线的子模块主要用于离网时实现各子模块均压，避免光伏子模块和储能子模块离网时必须切换为电压电流双环控制，可以使得光伏子模块继续工作于最大功率点，提高了光伏的效率；同时使储能子模块离网时能够根据自身的标准额定电流进行恒流充电，提高电池的充电效率，延长电池的寿命。
图7所示是一个三模块电力电子变换器的模型，所含子模块的数量为4，额定输出电压750V，直流母线3000V，当0<t<0.1s时，电力电子变换器工作在模式B，子模块#2的输入电流为65A，子模块#3的输出电流为20A，子模块#3的输出电流为37.5A。光伏阵列的功率大约为65A×375V=24.375kW，储能设备的功率大约为20A×375V=7.5kW，直流设备的功率大约为37.5A×375V=14.06kW。在t=0.1s时，储能设备断开连接，电力电子变换器从模式B切换到模式A。当t=0.2s时，直流负载电流改变到50A，此时负载消耗的功率增加，所以向直流母线传输的功率减少，从图中可以看出中压母线电流i bus减小。
图8所示是一个四模块电力电子变换器的模型，所含子模块的数量为4，额定输出电压750V，直流母线3000V，当0<t<0.1s时，电力电子变换器工作在模式D，子模块#2的输入电流为65A，子模块#3的输出电流为20A，子模块#4的输出电流为37.5A。光伏阵列的功率大约为65A×375V=24.375kW，储能设备的功率大约为20A×375V=7.5kW，直流设备的功率大约为37.5A×375V=14.06kW。在t=0.1s时，储能设备断开连接，此时低压直流母线和光伏阵列给直流负载供能，电力电子变换器从模式D切换到模式C。当t=0.2s时，连接到中压直流电网，电力电子变换器从模式C切换到模式A，此时光伏阵列给直流负载供能，同时将多余的功率传递给中压电网，从图中可以看出中压母线电流i bus开始从零增加。
图9（a）所示的是所述带有隔离型谐振双有源变换器的电力电子变换器在稳态工作下子模块#2变压器漏感的电压电流仿真波形图。
图9（b）、图9（c）所示的是所述带有隔离型谐振双有源变换器的电力电子变换器在稳态下开关管的电压电流以及触发脉冲仿真波形图。图9（b）所示为子模块#1中输入侧第一个开关管S1 ,1的电压电流以及触发脉冲波形，可以看出在开关管在触发脉冲到来前管压降被箝位为0V，故可实现零电压开通，由于子模块半桥逆变单元的开关管工作过程相似，因此在子模块半桥逆变单元的开关管均可实现零电压开通。图9（c）所示为子模块#1开关管Q1，1的电压以及触发脉冲波形，可以看出开关管在触发脉冲到来前管压降被为0V，故可实现零电压开通，由于各个子模块的开关管工作过程相似，因此在子模块半桥整流单元的开关管均可实现零电压开通；因此所述带有隔离型谐振双有源变换器的电力电子变换器所有开关管均可实现软开关，开关损耗小，变换器效率高。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其它的任何未背离本发明目的所作的改变、修饰、替代、组合、简化方案均应为等效的置换方式且都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，其特征在于，包括：N个子模块、N-1个LC谐振型功率支路、1个多绕组耦合变压器、1个并网电抗器；
其中，第1个子模块输出侧直流母线正极性端通过并网电抗器接入中压直流母线正极，第s+1个子模块输出侧直流母线正极性端连接第s个子模块输出侧直流母线负极性端，第s+2个子模块输出侧直流母线正极性端连接第s+1个子模块输出侧直流母线负极性端，多绕组耦合变压器原边绕组的一端连接第1个子模块副边整流电路第一桥臂中点，多绕组耦合变压器原边绕组的一端连接第1个子模块副边整流电路第二桥臂中点，第k个LC谐振型功率支路的一端连接第s+1个子模块副边整流电路第一桥臂中点，第k个LC谐振型功率支路的另一端连接多绕组变压器第k个副边线圈的一端，多绕组变压器第k个副边线圈的另一端连接第s+1个子模块副边整流电路第二桥臂中点，第N个子模块输出侧直流母线负极性端连接中压直流母线负极，多绕组耦合变压器原边绕组连接第1个子模块副边整流电路第二桥臂中点的一端与多绕组耦合变压器第k个副边绕组连接第s+1个子模块副边整流电路第二桥臂中点的一端互为同名端，第1个子模块为接入低压直流母线的子模块，其余N-1个子模块为接入光伏阵列、储能设备或直流负载的子模块，N为大于或等于2的自然数，1≤s≤N-2，1≤k≤N-1。
2.根据权利要求1所述适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，其特征在于，所述模块包括：第一原边电容、第二原边电容、第一原边开关管、第二原边开关管组成的原边逆变电路，高频隔离变压器，第一副边开关管、第二副边开关管、第三副边电容、第四副边电容组成的副边整流电路；第一原边电容和第二原边电容串接组成原边逆变电路的第一桥臂，第一原边开关管和第二原边开关管串接组成原边逆变电路的第二桥臂；第三副边电容和第四副边电容串接组成副边整流电路的第一桥臂，第一副边开关管和第二副边开关管串接组成副边整流电路的第二桥臂，第一副边开关管漏极与第三副边电容正极连接作为子模块输出侧直流母线正极性端，第二副边开关管源极与第四副边电容负极连接作为子模块输出侧直流母线负极性端；高频隔离变压器原边线圈接在原边逆变电路两桥臂中点之间，高频隔离变压器副边线圈接在副边整流电路两桥臂中点之间。
3.根据权利要求2所述适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器，其特征在于，所述第k个LC谐振型功率支路包括：第k个谐振电感、第k个谐振电容，第k个谐振电感的一端作为第k个LC谐振型功率支路的一端，第k个谐振电感的另一端连接第k个谐振电容负极，第k个谐振电容的正极作为第k个LC谐振型功率支路的另一端。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器的驱动方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1，对于各子模块而言，将占空比为50%的第一高频脉冲信号作为副边整流电路中第二桥臂上开关管的栅极触发信号；
步骤2，对于各子模块而言，将与第一高频脉冲信号反相的第二高频脉冲信号作为副边整流电路中第二桥臂下开关管的栅极触发信号；
步骤3，对于接入储能设备的子模块，采集所述接入储能设备的子模块的输入侧电流，并根据所述接入储能设备的子模块的输入侧电流对所述接入储能设备的子模块进行恒流控制，得到所述接入储能设备的子模块的移相角，根据第一高频脉冲信号与所述接入储能设备的子模块的移相角得到第三高频脉冲信号；将第三高频脉冲信号作为所述接入储能设备的子模块原边逆变电路中第二桥臂上开关管的栅极触发信号；将与第三高频脉冲信号反相的第四高频脉冲信号作为所述接入储能设备的子模块原边逆变电路中第二桥臂下开关管的栅极触发信号；
步骤4，对于接入光伏阵列的各子模块，采集所述接入光伏阵列的子模块的输入侧电压和输入侧电流，根据所述接入光伏阵列的子模块的输入侧电压和输入侧电流对所述接入光伏阵列的子模块进行MPPT控制，得到所述接入光伏阵列的子模块的移相角，根据第一高频脉冲信号与所述接入光伏阵列的子模块的移相角得到第五高频脉冲信号，将第五高频脉冲信号作为所述接入光伏阵列的子模块原边逆变电路第二桥臂上开关管的栅极触发信号，将与第五高频脉冲信号反相的第六高频脉冲信号作为所述接入光伏阵列的子模块原边逆变电路第二桥臂下开关管的栅极触发信号；
步骤5，对于接入直流负载的子模块，采集所述接入直流负载的子模块的输入侧电压，并根据所述接入直流负载的子模块的输入侧电压对所述接入直流负载的子模块进行恒压控制，得到所述接入直流负载的子模块的移相角，根据第一高频脉冲信号与所述接入直流负载的子模块的移相角得到第七高频脉冲信号，将第七高频脉冲信号作为所述接入直流负载的子模块原边逆变电路第二桥臂上开关管的栅极触发信号，将与第七高频脉冲信号反相的第八高频脉冲信号作为所述接入直流负载的子模块原边半桥逆变电路第二桥臂下开关管的栅极触发信号；
步骤6，对于接入低压直流母线的第1子模块，采集第1个子模块的输出侧电压，并根据第1个子模块的输出侧电压对第1个子模块进行恒压控制，得到第1个子模块的移相角，根据第一高频脉冲信号与第1个子模块的移相角得到第九高频脉冲信号，将第九高频脉冲信号作为第1个子模块原边逆变电路第二桥臂上开关管的栅极触发信号，将与第九高频脉冲信号反相的第十高频脉冲信号作为第1个子模块原边逆变电路第二桥臂下开关管的栅极触发信号。
CN202310373104.6A 2023-04-10 2023-04-10 适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器 Pending CN116388142A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310373104.6A CN116388142A (zh) 2023-04-10 2023-04-10 适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310373104.6A CN116388142A (zh) 2023-04-10 2023-04-10 适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116388142A true CN116388142A (zh) 2023-07-04

Family

ID=86976523

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310373104.6A Pending CN116388142A (zh) 2023-04-10 2023-04-10 适用于多个直流单元中压直流并网接口的电力电子变压器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116388142A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Khosrogorji et al. Multi-input DC/DC converters in connection with distributed generation units–A review
Tao et al. Multi-input bidirectional DC-DC converter combining DC-link and magnetic-coupling for fuel cell systems
CN103441691B (zh) 一种谐振型电力电子变流器及变流器装置
US9543842B2 (en) Converter for transferring power between DC systems
US8111528B2 (en) DC to AC inverter
CN102904454A (zh) 光伏发电系统中高效隔离直流变换器系统
CN102723888B (zh) 一种三端口全桥逆变器及其控制方法
CN108306324B (zh) 模块化集中式储能系统
CN107592017B (zh) 一种dc-dc变换器及控制方法
CN108512430A (zh) 一种zvzcs全桥三端口变换器及其控制方法
CN104393767A (zh) 基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器及其控制装置
CN102751876A (zh) 一种隔离型基于三端口功率变换器的新能源供电设备
CN110323930B (zh) 一种模块化多电平直流固态变压器以及故障容错方法
Zhu et al. Partial power conversion and high voltage ride-through scheme for a PV-battery based multiport multi-bus power router
CN204465377U (zh) 一种并串联交错式三端口变换器
WO2022006737A1 (zh) 一种电源系统
Tayebi et al. Design and implementation of a dual-input LLC converter for PV-battery applications
CN210053345U (zh) 一种模块化多电平直流固态变压器
CN205160403U (zh) 一种基于模块化多电平变流器的储能功率转换系统
CN108879651B (zh) 基于dab的大功率双重模块化混合储能系统及并网方法
CN115051572B (zh) 带有串联谐振型lc功率自均衡单元的iios变换器及方法
CN108023496B (zh) 串联同时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器
CN108306318B (zh) 基于模块化多电平变换器的对称储能系统
Ranipriya et al. A brief review on partially isolated bidirectional multiport converters for renewable energy sourced DC microgrids
CN102035393A (zh) 四开关管三端口变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination