CN116317550A - 一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法 - Google Patents

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Abstract

一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：所述电路包括电压转换器的电流反馈单元、电流补偿单元和延时导通单元；其中，所述电流反馈单元，用于对所述电压转换器输出的电感电流进行补偿，以实现对输出电压的调节；所述电流补偿单元，用于识别所述电压转换器的反馈电压与参考电压的差值，并基于所述差值实现对所述电流反馈单元充电，以及基于所述充电控制所述电压转换器中上管与下管的导通和截止；所述延时导通单元，用于识别所述电压转换器的负载模式，并基于涡轮控制信号和下管导通信号，实现对于所述电压转换器中上管的延迟导通。

Description

一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法
技术领域
本发明涉及集成电路领域，更具体地，涉及一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法。
背景技术
随着人们对电源的需求日益增加，电压转换器得以快速发展，广泛应用于各种电子设备电源、日常照明电源、家用电器电源等方面。电压转换器的工作模式可以根据其输出状态被分为恒压输出模式和恒流输出模式，无论哪种输出模式都需要保证输出信号具备较高的稳定性。以BUCK(压降)电路为例，当电路的输出信号从轻载切换至重载的情况下，由于电感电流无法及时增大，可能会导致平均电感电流小于负载所需的电流从而导致输出电压大幅下降，输出信号的恢复时间较长。
为了解决这种问题，现有技术中经常采用传统的涡轮(Turbo)模式和控制上下管导通时间长度的方式实现对输出信号的快速恢复。例如，背景技术文献TW201943172A中公开了一种回授及补偿电路130，其可以根据充电电流CC、充电电压CV与输入电流参考信号CIC产生一误差放大信号EAO，以藉此达到快速暂态响应。
然而，现有技术中的这种方式并不能够对于电感电流的快速回升进行很好的控制，采用传统涡轮模式的部分情况下，电感电流的恢复速度过快，例如超过了电流限值，且难以接收到电流反馈单元的延迟反馈，就会对于整个电路的输出造成影响，使得电路可能会在涡轮模式与非涡轮模式之间进行多次切换后才能实现稳定输出。
另一方面，现有技术中虽然提及了通过对于上管和下管的控制实现对于输出信号的快速恢复，然而，这种方式难以与涡轮模式同时实现，这也导致电路恢复的速度受到误差放大器响应频率的限制。
为了解决上述问题，本发明中提供了一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路。
发明内容
为解决现有技术中存在的不足，本发明的目的在于，提供一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法，通过在本发明提供的新的涡轮模式下，同时提高误差放大器的输出电压，并减少下管的导通时间，以两种方式并行来实现对电感电流的快速提升，使得电路输出电压的稳定速度大幅提升。
本发明采用如下的技术方案。
本发明第一方面，涉及一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其中，电路包括电压转换器的电流反馈单元、电流补偿单元和延时导通单元；电流反馈单元，用于对电压转换器输出的电感电流进行补偿，以实现对输出电压的调节；电流补偿单元，用于识别电压转换器的反馈电压与参考电压的差值，并基于差值实现对电流反馈单元充电，以及基于充电控制所述电压转换器中上管与下管的导通和截止；延时导通单元，用于识别电压转换器的负载模式，并基于涡轮控制信号和下管导通信号，实现对于电压转换器中上管的延迟导通。
优选的，电流补偿单元，包括充电单元和输出单元；其中，充电单元，与电流反馈单元中误差放大器的输出端连接，用于识别电压转换器的涡轮信号，并基于涡轮信号实现对误差放大器输出端电容的充电；输出单元，与误差放大器的输出端连接，用于基于误差放大器的输出端电压生成参考电流，并将参考电流输出至电流反馈单元中。
优选的，对误差放大器输出端电容进行充电的充电电流为Icharge基于充电单元中的偏置电流源产生；并且，当电路工作于涡轮模式下时，充电电流为误差放大器输出端电容充电；当电路未工作于涡轮模式下时，误差放大器的输出端不接收充电电流。
优选的，当输出单元工作于饱和状态时，参考电流的大小与误差放大器的输出端电压呈正方向变化。
优选的，延时导通单元，包括比较器、与门、延时单元、RS触发器；其中，比较器的正相输入端接入反馈电压Vfb，负相输入端接入涡轮参考电压，输出端生成涡轮控制信号并接入至与门的第一输入端中；与门的第二输入端接入下管控制信号，输出端接入延时单元的输入端；延时单元的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与峰值电流Ipeak连接，RS触发器的Q端输出上管控制信号。
优选的，当反馈电压小于涡轮参考电压时，比较器输出的涡轮控制信号为处于高电平；当反馈电压大于涡轮参考电压时，比较器输出的涡轮控制信号为处于低电平。
优选的，当涡轮控制信号处于高电平时，当下管控制信号切换为高电平时，下管控制信号经过预设的涡轮延时时长后切换回低电平，上管控制信号经过预设的涡轮延时时长后切换至高电平，并实现上管的导通。
优选的，当涡轮控制信号处于高电平时，上管的导通时间为Ton，下管的导通时间为Tdelay_turbo。
优选的，当涡轮控制信号处于高电平时，上管的导通时间Ton基于参考电流的增加而大于当涡轮控制信号处于低电平时的上管的导通时间；下管的导通时间Tdelay_turbo被设置为小于当涡轮控制信号处于低电平时的下管导通时间。
本发明第二方面，涉及一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿方法，其中，方法采用如本发明第一方面中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路实现。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法，通过在本发明中提供的新的涡轮模式下，同时提高误差放大器的输出电压，并减少下管的导通时间，以两种方式并行来实现对电感电流的快速提升，使得电路输出电压的稳定速度大幅提升。本发明方法简单、增加元件少、延时小、控制方式简单、对电路的干扰小。
本发明的有益效果还包括：
1、本发明中的涡轮模式是在误差放大器的外部实现的，通过对误差放大器输出端的电容进行充电，提高误差放大器输出端的电压值，而使得电流反馈电路能够实现对输出电压的自动调节。本发明的方法对于误差放大器的选择没有过多的限制，节约了成本，降低了电路面积。
2、由于提高误差放大器的输出电压、减少下管的导通时间两种方式同时激活，或同时终止，因此，本发明的方法能够选择合适的充电电流以延长上管的导通时间，另外，在上管导通时间增加的同时，约束下管的导通时间，从而实现电感电流的快速回升。
3、本发明中上管导通时间与下管导通时间的控制方式并不相同。其中，上管导通时间的延长是基于Iref的增加引发的，而下管的导通方式则是基于逻辑单元中延时器的控制实现的，在其中一者失灵时，例如，当Iref输入至EAO的过程中开关管异常，则只会导致上管的导通时间无法增加，却不会导致下管的强制关断逻辑时效。当下管延时器故障时，上管的导通时间也仍会增加。因此，本发明采用两种方式同时保证了电感电流的回升，提升了电路的安全性。
附图说明
图1为本发明现有技术中一种BUCK电路的结构示意图；
图2为本发明现有技术中一种BUCK电路工作于DCM状态下的电感电流、MOS管电压时序变化示意图；
图3为本发明现有技术中一种BUCK电路工作于CCM状态下的电感电流、MOS管电压时序变化示意图；
图4为本发明现有技术中一种BUCK电路中电流反馈单元的结构示意图；
图5为本发明现有技术中一种BUCK电路在涡轮模式下的输出电压和电感电流随时间变化的示意图；
图6为本发明一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路中电流补偿单元的功能框架示意图；
图7为本发明一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路中延时导通单元的电路结构示意图；
图8为本发明一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路中电流快速响应的时序示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本申请作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本申请的保护范围。
图1为本发明现有技术中一种BUCK(降压式电压转换器)电路的结构示意图。如图1所示，一种BUCK电路包括切换导通和断开模式的上管S1和下管S2，同时包括电感L、电容Cout和电阻Rout。随着上下两管的不断切换，电路生成输出电压Vout和电感电流IL。
图2为本发明现有技术中一种BUCK电路工作于DCM(断续导通模式，DiscontinuousConduction Mode)状态下的电感电流、MOS管电压时序变化示意图。如图2所示，当该电路工作于DCM模式下时，上下管非连续的实现导通和截止。具体来说，上管S1先进入导通状态，此时电感电流逐渐升高，随后S1断开，S2导通，则使得电感电流逐渐减小。当电感电流减小为0时，上管仍然不会立刻进入导通模式，而是会等该预设的时间后，再次进入导通模式，使得电感电流再次升高。
图3为本发明现有技术中一种BUCK电路工作于CCM(连续导通模式，ContinuousConduction Mode)状态下的电感电流、MOS管电压时序变化示意图。当电路处于CCM时序下时，电路连续实现导通，电感电流不断的执行升高和降低的过程，且上下两管也依次无间隔的导通和断开。
图4为本发明现有技术中一种BUCK电路中电流控制单元的结构示意图。如图4所示，当电路工作在常见的峰值电流控制模式中时，电路中包括一个电流控制单元，该控制单元可以包括一个误差放大器、PWM单元等。其中，误差放大器可以基于基准电压Vref和反馈电压Vfb的大小来实现误差放大信号的生成。与电感反馈的电感电流相减后，该单元能够实现对于BUCK电路的反馈控制。具体来说，基准电压Vref与反馈电压Vfb的差值能够正相关的影响电感电流的峰值Ipeak的大小。
为了提高电路的响应速度，例如电路在进行负载切换过程中，输出电压的快速恢复，可以采用涡轮模式。由于这部分内容，存在于多篇现有技术文献中，因此不做过多的赘述。
图5为本发明现有技术中一种BUCK电路在涡轮模式下的输出电压和电感电流随时间变化的示意图。如图5所示，在现有技术中，随着切载的发生，输出电压的降低，进入TURBO模式后，电感电流会随着误差放大器频率的提升而升高，在电感电流增加到一定程度后，TURBO模式退出，此时电感电流逐渐稳定回落。在图5中，尽管TURBO模式下，误差放大器的频率大幅提升，但是仍然需要多个周期后，电感电流才能逐渐增大到目标状态。
为了使得电感电流实现快速升高，本发明中提供了一种新的技术方案。
图6为本发明一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路中电流补偿单元的功能框架示意图。如图6所示，本发明第一方面，涉及一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其中，电路包括电压转换器的电流反馈单元、电流补偿单元和延时导通单元；电流反馈单元，用于对电压转换器输出的电感电流进行补偿，以实现对输出电压的调节；电流补偿单元，用于识别电压转换器的反馈电压与参考电压的差值，并基于差值实现对电流反馈单元充电，以及基于充电控制电压转换器中上管与下管的导通和截止；延时导通单元，用于识别电压转换器的负载模式，并基于涡轮控制信号和下管导通信号，实现对于电压转换器中上管的延迟导通。
可以理解的是，本发明中，当电路进入了涡轮模式后，误差放大器输出端的电流会以固定的补偿形式增加，同时，上管也会在涡轮模式启动后延长导通时间。
优选的，电流补偿单元，包括充电单元和输出单元；其中，充电单元，与电流反馈单元中误差放大器的输出端连接，用于识别电压转换器的涡轮信号，并基于涡轮信号实现对误差放大器输出端电容的充电；输出单元，与误差放大器的输出端连接，用于基于误差放大器的输出端电压生成参考电流，并将参考电流输出至电流反馈单元中。
本发明中，电流补偿单元可以根据电路工作的状态，实现充电电流的输出或截止。在控制充电电流的输出后，再将误差放大器的输出信号输出。
优选的，对误差放大器输出端电容进行充电的充电电流为Icharge基于充电单元中的偏置电流源产生；并且，当电路工作于涡轮模式下时，充电电流为误差放大器输出端电容充电；当电路未工作于涡轮模式下时，误差放大器的输出端不接收充电电流。
可以理解的是，本发明中，充电电流可以根据一个输出恒流的偏置电流源产生。在该充电单元中，除了偏置电流源之外，还包括一个能够接收比较器输出信号的开关。该开关可以为一个MOS管实现，当比较器的输出信号为高电平时，开关管导通，使得偏置电流源输出充电电流，而当比较器的输出信号为低电平时则不输出充电电流。关于这里所述的比较器，在后文中进行具体说明。这一个比较器的输出信号具体可以为涡轮信号。
优选的，当输出单元工作于饱和状态时，参考电流的大小与误差放大器的输出端电压呈正方向变化。
本发明一实施例中，可以设置输出单元为一个NMOS管。误差放大器的输出电压接入至该NMOS管的栅极，而NMOS管的源极至于固定低电压上。当NMOS管的栅极电压变化且超过导通门限Vgs时，参考电流Iref的大小可以跟随NMOS管的源漏电压差的增大而增大。
经过这种方式，当NMOS管的源极接地时，输出的信号实际上是误差放大器输出端信号的一个设定比例，最终生成的这个电流则相当于是误差放大器的输出端的一个固定比例电流，或者参考电流的大小与误差放大器的输出端电压正相关。随后，可以将这个电流Iref通过方波生成器和PWM单元后，实现对上管控制信号和下管控制信号的控制。
在此基础上，本发明中还通过延时导通单元进一步的实现下管导通时间的确定。
图7为本发明一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路中延时导通单元的电路结构示意图。如图7所示，延时导通单元，包括比较器、与门、延时单元、RS触发器；其中，比较器的正相输入端接入反馈电压Vfb，负相输入端接入涡轮参考电压，输出端生成涡轮控制信号并接入至与门的第一输入端中；与门的第二输入端接入下管控制信号，输出端接入延时单元的输入端；延时单元的输出端与RS触发器的S端连接，RS触发器的R端与峰值电流Ipeak连接，RS触发器的Q端输出上管控制信号。
优选的，当反馈电压小于涡轮参考电压时，比较器输出的涡轮控制信号为处于高电平；当反馈电压大于涡轮参考电压时，比较器输出的涡轮控制信号为处于低电平。
可以理解的是，本发明中的反馈电压可以与涡轮参考电压进行比较，并基于比较结果生成涡轮控制信号。
优选的，当涡轮控制信号处于高电平时，当下管控制信号切换为高电平时，下管控制信号经过预设的涡轮延时时长后切换回低电平，上管控制信号经过预设的涡轮延时时长后切换至高电平，并实现上管的导通。
需要说明的是，当涡轮控制信号处于高电平时，说明电路处于涡轮模式下，此时，根据图7中所示，下管控制信号翻高并输入至第二与门后，经过预设的延时后，切换回低电平。而在下管控制信号翻高的过程中，上管控制信号则持续保持在低电平状态下，直到下管翻低后，才回到高电平位置，使得上管导通。
优选的，当涡轮控制信号处于高电平时，上管的导通时间为Ton，下管的导通时间为Tdelay_turbo。
优选的，当控制信号处于高电平时，上管的导通时间基于参考电流的增加而大于当涡轮控制信号处于低电平时的导通时间；下管的导通时间Tdelay_turbo被设置为小于当涡轮控制信号处于低电平时的下管导通时间。
可以理解的是，图7中的LG，也就是经过本发明方法调制之前的PWM单元生成的下管控制信号，在进入涡轮模式下之后，会随着误差放大器的涡轮模式的参考电流的增加，而使得上管的导通时间Ton相对非涡轮模式下的导通时间增长。另外，下管的导通时间则被进一步缩短为Tdelay_turbo，使得电路中电感电流的恢复更加快速。
图8为本发明一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路中电流快速响应的时序示意图。如图8所示，当电路的输出电压降低到一定程度后，例如反馈电压与涡轮参考电压相等时，涡轮控制信号上升为高电平，此时根据反馈电压与参考电压之间的差值大小，生成充电电流。由于反馈电压是输出电压Vout的分压，当电路处于涡轮模式时，输出电压是先下降再上升的。因此，随着充电电流的输入，误差放大器输出端的电压、输出单元生成的参考电流Iref也缓慢的逐渐升高。这种方式不会使得PWM单元接收到的参考电流的幅度值在接入涡轮模式时发生阶跃式的变化，能够保证电流反馈单元整体的稳定性。
另一方面，当涡轮模式结束后，误差放大器的输出会逐渐恢复至正常状态。在涡轮时段里，观察图8可以发现，图8中的Tturbo所代表的时间段是下管导通的时间，其时长要小于非涡轮模式下下管的正常导通时间，也就是图8中的OFFTIME。这是因为，在上管的导通时间被延长的前提下，随着延时导通单元的作用，下管强制采用了Tdelay_turbo的导通时间，一般为几百ns。因此，电感电流在涡轮模式下，不仅会由于参考电流Iref的作用而实现升高，也会随着上下两管导通时间的变化，而在每一个周期内，上升的幅度较大，下降的幅度较小，从而保证了电感电流的快速提升。
当涡轮模式结束后，电感电流逐渐恢复正常，并随着限流电流Iref和误差放大器的输出电压EAO的正常输出情况，而保持在稳定的浮动范围内。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法，通过在本发明中提供的新的涡轮模式下，同时提高误差放大器的输出电压，并减少下管的导通时间，以两种方式并行来实现对电感电流的快速提升，使得电路输出电压的稳定速度大幅提升。本发明方法简单、增加元件少、延时小、控制方式简单、对电路的干扰小。
本发明申请人结合说明书附图对本发明的实施示例做了详细的说明与描述，但是本领域技术人员应该理解，以上实施示例仅为本发明的优选实施方案，详尽的说明只是为了帮助读者更好地理解本发明精神，而并非对本发明保护范围的限制，相反，任何基于本发明的发明精神所作的任何改进或修饰都应当落在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
所述电路包括电压转换器的电流反馈单元、电流补偿单元和延时导通单元；其中，
所述电流反馈单元，用于对所述电压转换器输出的电感电流进行补偿，以实现对输出电压的调节；
所述电流补偿单元，用于识别所述电压转换器的反馈电压与参考电压的差值，并基于所述差值实现对所述电流反馈单元充电，以及基于所述充电控制所述电压转换器中上管与下管的导通和截止；
所述延时导通单元，用于识别所述电压转换器的负载模式，并基于涡轮控制信号和下管导通信号，实现对于所述电压转换器中上管的延迟导通。
2.根据权利要求1中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
所述电流补偿单元，包括充电单元和输出单元；其中，
所述充电单元，与所述电流反馈单元中误差放大器的输出端连接，用于识别所述电压转换器的涡轮信号，并基于所述涡轮信号实现对所述误差放大器输出端电容的充电；
所述输出单元，与所述误差放大器的输出端连接，用于基于所述误差放大器的输出端电压生成参考电流，并将所述参考电流输出至所述电流反馈单元中。
3.根据权利要求2中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
对所述误差放大器输出端电容进行充电的充电电流为Icharge基于所述充电单元中的偏置电流源产生；并且，
当所述电路工作于涡轮模式下时，所述充电电流为所述误差放大器输出端电容充电；
当所述电路未工作于涡轮模式下时，所述误差放大器的输出端不接收所述充电电流。
4.根据权利要求3中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
当所述输出单元工作于饱和状态时，所述参考电流的大小与所述误差放大器的输出端电压正相关。
5.根据权利要求4中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
所述延时导通单元，包括比较器、与门、延时单元、RS触发器；其中，
所述比较器的正相输入端接入所述反馈电压Vfb，负相输入端接入涡轮参考电压，输出端生成涡轮控制信号并接入至与门的第一输入端中；
所述与门的第二输入端接入下管控制信号，输出端接入延时单元的输入端；
所述延时单元的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述RS触发器的R端与峰值电流Ipeak连接，所述RS触发器的Q端输出上管控制信号。
6.根据权利要求5中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
当所述反馈电压小于所述涡轮参考电压时，所述比较器输出的涡轮控制信号为处于高电平；
当所述反馈电压大于所述涡轮参考电压时，所述比较器输出的涡轮控制信号为处于低电平。
7.根据权利要求6中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
当涡轮控制信号处于高电平时，
当所述下管控制信号切换为高电平时，所述下管控制信号经过预设的涡轮延时时长后切换回低电平，所述上管控制信号经过预设的涡轮延时时长后切换至高电平，并实现所述上管的导通。
8.根据权利要求7中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
当涡轮控制信号处于高电平时，所述上管的导通时间为Ton，所述下管的导通时间为Tdelay_turbo。
9.根据权利要求8中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路，其特征在于：
当涡轮控制信号处于高电平时，所述上管的导通时间Ton基于参考电流的增加而大于当涡轮控制信号处于低电平时的所述上管的导通时间；
所述下管的导通时间Tdelay_turbo被设置为小于当涡轮控制信号处于低电平时的下管导通时间。
10.一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿方法，其特征在于：
所述方法采用如本发明1-9任意一项中所述的一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路实现。
CN202111564675.5A 2021-12-20 2021-12-20 一种改善切载瞬态响应的固定电流补偿电路及方法 Pending CN116317550A (zh)

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